電流驅動同步整流反激變換器的研究

Pturnon(SW)=CSWVon2fs（2）

其中：Vin－nVoVonVin＋nV；

Vo為輸出電壓；

fs為開關頻率。

也就是說，當原邊開關在諧振電壓的峰值開通時，電路的效率最低，相反，在谷值開通時，電路的效率最高。因為諧振的時間tDCM=t5－t4會隨著輸入電壓的變化而變化，即Von會隨著輸入電壓的變化而變化，從而電路的效率會隨著輸入電壓的變化而發生擾動。另一方面，由于SR的輸出電容CSW比一般的肖特基二極管要大，由式（1）可知，采用同步整流的電路的諧振電流要比采用肖特基二極管的電路大，這個電流流過SR，從而產生比較大的損耗。所以，如果電路的器件或者參數設計不當，用SR來代替二極管不一定能提高效率。

這個電路的另一種工作方式VFDCM就是基于這種思想產生的。t3時刻SR關斷后，在VDS第一次到達谷底時（見圖2的t4時刻）開通原邊開關，就可以達到減小開關損耗的目的，可以從整體上提高電路效率。

3同步整流管的驅動

SR的驅動是同步整流電路的一個重要問題。有的電路可以采用自驅動，典型的電路比如采用有源箝位的正激電路，這種驅動由于是利用變壓器副邊的電壓來驅動SR，不必另加電路，即節約了成本，又提高了電路的效率。而有的時候為了能夠更靈活地控制SR，則可以采用他驅動。

如前所述，只要采用零電流檢測技術，反激電路也是可以采用自驅動。傳統的電流驅動電路如圖3所示。這種驅動電路是消耗能量的，為了減小這種損耗，電流檢測線圈的壓降必須盡可能低。實際電路中一般要達到整流管壓降的1/10。比如說，在圖3中，如果VSR=0.1V，則VCS要在0.01V左右。而SR的驅動電壓至少要5V，這樣會導致N2和N1的匝數比非常大。這不僅使得電流檢測裝置非常笨重，而且會增大漏感，影響到同步管的迅速開通。這也是這種電路不適合在高頻下工作的原因。

為了解決電流檢測電路所引起的損耗問題，提出了具有能量反饋（energyrecovery）的電流檢測電路[2]，如圖4所示。

這個電路增加了一個能量反饋部分，通過N3和N4的作用，把電流檢測的能量反饋到一個直流源里，這個直流源可以是電路中的任一直流電壓，一般用輸出電壓來代替。有了這個電路后，VCS可以設計得比VSR還高，而不會引入額外的損耗。這樣就解決了傳統電流驅動電路匝數比大的缺點。

電路的基本工作過程如下，當電流從SR的源極流向漏極時，線圈N1上也流過同方向的電流，折算到線圈N2上的電流給SR的門極電容充電，當門極電壓VGS折算到N3等于Vo時，二級管D1導通并且把能量從N1傳遞到直流源Vo。適當設計N2和N3的匝數比，N2上的電壓可以用來驅動SR，只要SR上的電流持續流過N1，直流源Vo保持不變，SR的驅動電壓就不會隨著輸入電壓的變化而變化。當流經SR的電流降到零并且要反向流時，二級管D1關斷，D2開通進行磁復位。SR的門極電壓為負，從而關斷。因此沒有反向電流流過SR。在這種電流驅動電路中，SR的特性就像一個理想的二極管一樣。

(a)Vin=40V時VDS(SW)與ipri波形 (b)Vin=40V時VSR與isec波形