UCC3858的設計特點、引腳功能與電氣參數

a)同步降壓的DC/DCPWM振蕩器定時波形

(b)頻率折反模式

圖6頻率折反特性曲線

圖7兩級PFC電源的簡化表示圖

圖8同步狀態下的兩種定時波形

當半個周期結束時，CRMS腳上的電壓仍保持同步，并變換成一個4bit字節，以便在ACU中進一步處理。在下半個周期里，CRMS腳則進行放電，并準備積分。這一方法的優點是VRMS信號上的二次諧波脈動實際上已被消除了。若想用常規的雙極點濾波器來限定衰減，則二次諧波脈動是無法避免的，并且在輸入電流信號中還會引起三次諧波失真。另外，對電網輸入變化的動態響應也有改進，因為每個周期都會產生一個新的VRMS信號。

在正常的工作條件下，IACpk數值在峰值電網電壓時應選擇為100μA。對于通用的265VAC輸入電壓峰

圖9產生RMS信號的新穎電路（原圖未做格式處理）

值時，這意味著RAC=3.6MΩ。IC的噪聲靈敏度要求設置一個小容量的旁路電容器，以濾除高頻噪聲。該旁路電容器的數值應限制在最大330pF。在低電網電壓峰值80VAC時，VCRMS的電壓值應近似為10V，以使任何數字轉換誤差減至最小。在高電網電壓時，VCRMS的峰值變為35V。需要的電容器CRMS的數值，可由式（4）計算得出：它在50Hz電網頻率時為90nF，在60Hz電網頻率時為75nF。

乘法器的輸出電流可由式（5）給出，式中取K=0.33：IMULT=（5）

乘法器的峰值電流限制在200μA，并且選擇的IAC和VCRMS數值應保證上述電流值在該范圍之內。對乘法器的另一個限制是：IMULT不能超過兩倍的IAC電流值，以限制VCRMS上的最小電壓值。

RMS電壓前饋的不連續性意味著在某個工作區域內輸入電壓變化時，饋送至乘法器的VRMS腳不發生變化。電壓誤差放大器補償了由此改變的其輸出值，以維持所需要的乘法器輸出電流。當ADC的輸出變化時，在誤差放大器的輸出端存在一個躍變。如果變換器處于輕負載狀態，那么在折反頻率處有一個合成的移相。然而這種變化的沖擊，對變換器總體工作的影響卻很小。

關于RMS電壓方案的另一個關鍵考慮是，它依靠IAC信號的過零是有效的。在特輕負載和高電網電壓條件下，如果在橋堆的整流側使用大容量電容器作濾波用，則經整流的交流不會完全到達零值。在這種實例中，前饋效應不會發生，控制器的功能受到損失。

對于UCC3858，當出現過零檢測時，IAC電流值應低于10μA。如圖3所示，為了改善輕載運行建議電容值保持足夠低，或者建議前饋電壓直接從整流橋的交流輸入側獲取。

（5）柵極驅動的考慮

UCC3858中的柵極驅動電路設計成高速功率開關驅動。它是由低阻抗的拉高和拉低DMOS輸出級組成。當工作在高偏置電壓時，為了保持DMOS輸出級處在安全工作區內，建議采用外部柵極串聯電阻把柵極驅動電流限制在05A峰值。請注意看圖10的特性曲線，以確定所需的外部電阻。

（6）電流放大器的設置

設置乘法器首先是選擇VRMS的范圍。最大的乘法器輸出是出現在低電網電壓和滿負載條件時。電感器的峰值電流也出現在同樣的條件。乘法器的終端電阻器可用公式（6）來確定：RMULT=（6）

由UCC3858提供的峰值電流限制功能被集成在MOUT中。在MOUT上的信號通常維持在0V，因為在閉環工作狀態下，（IMULT·RMULT）可消除流經檢測電阻器的電壓降。在短路或瞬態起動條件下，乘法器的電流不會完全消除RSENSE上的電壓降，并且MOUT的電壓降到低于0V。當MOUT降到低于－0.5V時，IC內部的峰值電流限制被激活。在任意工作點的峰值電流限制由公式（7）給出：ILIM=(7)

電流放大器可利用以前提出的技術進行補償（見Unitrode產品手冊“應用注意U134）。下面作個摘要m

圖10需要串聯的柵極電阻值與電源電壓的函數關系

圖11采用UCC3858組成的兩級變換器使性能最佳（原圖未做格式處理）

概述。電感器電流與占空比傳遞函數的簡化高頻模型可由公式（8）給出：Gid(s）=(8)

在關心的交叉點頻率上，電流反饋路徑的增益由式（9）給出：=RSENSE·(9)

式中VSE是斜坡電壓幅度（峰卜逯擔，在UCC3858是35V。綜合式（8）和式（9），可得到電流環的回路增益，并且在期望的交叉點頻率上使它等于1，于是可導出RZ的設計值。電流環路的交叉頻率選擇，采用常規的折衷方法。然而應使它保證在折反條件下的最小開關頻率時，電流環能穩定工作。

（7）電壓放大器的設置

UCC3858中的電壓放大器是一種跨導型放大器，它允許在過壓條件下對輸出電壓進行監測。放大器的增益可由相關的公式給出。