一種輸出電壓4～16V開關穩壓電源的設計

4）選定導線線徑

在選用繞組的導線線徑時，要考慮導線的集膚效應，一般要求導線線徑小于兩倍穿透深度，而穿透深度Δ由式（2）決定Δ=（2）

式中：ω為角頻率，ω=2πfs；

μ為導線的磁導率，對于銅線相對磁導率μr=1，則μ=μ0×μr=4π×10－7H/m；

γ為銅的電導率，γ=58×10－6Ωm；

穿透深度Δ的單位為m。

變壓器工作頻率50kHz，在此頻率下銅導線的穿透深度為Δ=0.2956mm，因此繞組線徑必須是直徑小于0.59mm的銅線。另外考慮到銅線電流密度一般取3～6A/mm2，故這里選用0.56mm的漆包線8股并聯繞制初級共10匝，次級選用厚0.15mm扁銅帶繞制2匝。

44輔助電源的設計

輔助電源采用RCC變換器（RingingChokeConverter），見圖3。其輸入電壓為交流220V整流濾波電壓，輸出直流電壓為12.5V，輸出直流電流為0.5A。電路中Q8和變壓器初級繞組線圈N1與反饋繞組線圈N3構成自激振蕩。R72為啟動電阻。Q9、R77構成輔助電源初級過流保護。D20、C81、ZD1、Q11、R75、R76構成電壓檢測與穩壓電路，控制Q8的基極電流的直流分量，從而保持輸出電壓恒定，變壓器采用EE19、LP3材質構成。初級180匝，反饋繞組5.5匝，次級11匝，初級電感量是2.6mH，磁芯中間留有間隙0.4mm。

45驅動電路

驅動電路如圖4所示。TL494輸出50kHz的脈沖信號，通過高頻脈沖變壓器耦合去驅動功率MOS管。次級脈沖電壓為正時，MOS管導通，在此期間Q7截止，由其構成的泄放電路不工作。當次級脈沖電壓為零時，則Q7導通，快速泄放MOS管柵級電荷，加速MOS管截止。R70是用于抑制驅動脈沖的尖峰，R68、D15、R67可以加速驅動并防止驅動脈沖產生振蕩。D17和與它相連的脈沖變壓器繞組共同構成去磁電路。

46風扇風速控制電路

風扇風速控制電路見圖5。利用二極管正向管壓降隨溫度升高而呈下降趨勢的特性，將D9、D10做為散熱器溫度采樣器件。方法是將D9、D10兩二極管緊靠在散熱器上，當散熱器隨輸出功率加大而溫度升高時，運放N2A正相輸入端電平降低，輸出低電平使三極管Q3開始導通，風機上電壓升高，轉速升高，最終到達最高轉速。當負載較輕，使散熱器溫度低于50℃

圖4驅動電路原理圖

圖5風扇風速控制電路

圖6開關電源原理圖

新型充電泵高功率因數電子鎮流器

時，N2A輸出高電平，Q3不導通，輔助電源12.5V經電阻R57降壓給風機供電，風機處于低速、低噪聲運行狀態。此電路可以提高風機工作壽命，增加電路可靠性，亦可在小負載情況下，減少風機帶來的噪聲。 47PWM控制電路

控制電路采用通用脈寬調制器TL494，具有通用性和成本低等優點，見圖6。輸出電壓經R40、RV2、RV1、R41進行分壓采樣，經R5阻抗匹配后送到TL494腳1。RV1裝在電源前面板上用于實現輸出電壓的調節。R103和C14將輸出電感L1前信號采樣，經R5送到TL494腳1，用于提高電源穩定度，消除L1對環路穩定性影響。

48過流保護電路

為增強電源可靠性，此電源采用初、次級兩級過流保護。初級采用電流互感器CT1檢測初級變壓器電流，檢測出的電流信號經R60轉為電壓信號后，再經D2～D4，C9整流濾波后，經過電位器RV3分壓，反相器N3反相后加在Q1管基極。當初級電流超過正常時，反相器反轉，Q1管導通，將VREF=5V的高電平加在TL494腳4上（腳4為TL494死區控制腳、高電平關斷），TL494關斷。

輸出直流總線上過流保護，采用R45～R56電阻做為采樣電阻，當輸出電流增加時腳15電平變低，當輸出電流大于40A的105％時，TL494的內部運放動作，腳3電平升高，限制輸出脈寬增加，電源處于限流狀態。

5結語

本文介紹的開關電源已成功地作為實驗室電源、通信基站電源使用。其效率≥85％，紋波優于30mVPP，產品可靠性高、成本低，具有一定的市場競爭力。