同步整流技術及其在DC/DC變換器中的應用

該電源采用漏－源通態電阻極低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏－源電壓UDS(max)=30V，最大柵－源電壓UGS(max)=±20V，最大漏極電流為9A（25℃）或7A（70℃），峰值漏極電流可達40A，最大功耗為2.5W（25℃）或1.6W（70℃）。SI4800的導通時間tON=13ns（包含導通延遲時間td(ON)=6ns，上升時間tR=7ns），關斷時間tOFF=34ns（包含關斷延遲時間td(OFF)=23ns，下降時間tF=11ns），跨導gFS=19S。工作溫度范圍是－55～＋150℃。SI4800內部有一只續流二極管VD，反極性地并聯在漏－源極之間（負極接D，正極接S），能對MOSFET功率管起到保護作用。VD的反向恢復時間trr=25ns。

功率MOSFET與雙極型晶體管不同，它的柵極電容CGS較大，在導通之前首先要對CGS進行充電，僅當CGS上的電壓超過柵－源開啟電壓〔UGS(th)〕時，MOSFET才開始導通。對SI4800而言，UGS(th)≥0.8V。為了保證MOSFET導通，用來對CGS充電的UGS要比額定值高一些，而且等效柵極電容也比CGS高出許多倍。

SI4800的柵－源電壓（UGS）與總柵極電荷（QG）的關系曲線如圖7所示。由圖7可知

QG=QGS＋QGD＋QOD（1）

式中：QGS為柵－源極電荷；

QGD為柵－漏極電荷，亦稱米勒（Miller）電容上的電荷；

QOD為米勒電容充滿后的過充電荷。

圖7 SI4800的UGS與QG的關系曲線

當UGS=5V時，QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入式（1）中不難算出，總柵極電荷QG=11.8nC。

等效柵極電容CEI等于總柵極電荷除以柵－源電壓，即

CEI=QG／UGS（2）

將QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中，可計算出等效柵極電容CEI=2.36nF。需要指出，等效柵極電容遠大于實際的柵極電容（即CEI>>CGS），因此，應按CEI來計算在規定時間內導通所需要的柵極峰值驅動電流IG（PK）。IG（PK）等于總柵極電荷除以導通時間，即

IG=QG／tON（3）

將QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可計算出導通時所需的IG(PK)=0.91A。

同步整流管V2由次級電壓來驅動，R2為V2的柵極負載。同步續流管V1直接由高頻變壓器的復位電壓來驅動，并且僅在V2截止時V1才工作。當肖特基二極管VD2截止時，有一部分能量存儲在共模扼流圈L2上。當高頻變壓器完成復位時，VD2續流導通，L2中的電能就通過VD2繼續給負載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經過VD1和C4整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。C5為控制端的旁路電容。上電啟動和自動重啟動的時間由C6決定。

輸出電壓經過R10和R11分壓后，與可調式精密并聯穩壓器LM431中的2.50V基準電壓進行比較，產生誤差電壓，再通過光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，對輸出電壓進行調節。R7、VD3和C3構成軟啟動電路，可避免在剛接通電源時輸出電壓發生過沖現象。剛上電時，由于C3兩端的電壓不能突變，使得LM431不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升高并通過R7給C3充電，C3上的電壓不斷升高，LM431才轉入正常工作狀態。在軟啟動過程中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達到3.3V的穩定值。

4 結語

在設計低電壓、大電流輸出的DC／DC變換器時，采用同步整流技術能顯著提高電源效率。在驅動較大功率的同步整流器時，要求柵極峰值驅動電流IG(PK)≥1A時，還可采用CMOS高速功率MOSFET驅動器，例如Microchip公司開發的TC4426A～TC4428A。