利用次級側同步開關后置穩壓器(SSPR)設計多路輸出開關電源

利用次級側同步開關后置穩壓器(SSPR)設計多路輸出開關電源

目前，多路輸出變換器普遍采用對主路輸出進行閉環PWM控制方式，而其他的輔助輸出采用間接穩壓方式。由于只對主輸出進行閉環控制，占空比的改變對輔助輸出的負載影響較大，尤其是從輕載到滿載變化時，負載交叉調整的性能變差。常用的技術有以下幾種。

第一，多路輸出變換器的設計可以考慮采用多種拓撲結構。通常，調整主路輸出，其他輔路輸出會按照隔離變壓器相應的匝數比進行交叉調整。此方法存在多種問題，包括反激和正激變換器，尤其是除了在調整主路中的輸出電壓以外，非常難以在各輔路輸出端獲得精確的電壓，因為在設計多輸出電源變壓器時使用的匝數比只是近似值。此外，任何一路輸出上的瞬態負載影響將反映在所有其他負載上。并且，由于各變壓器繞組間存在漏電感，因此負載交叉調整率將比較差。這些問題可以通過將交叉調整的輸出電壓設置得稍稍大于所需值，并在每個輔助輸出端加一個線性調節器來解決,如圖1所示。電流小于3.0A時，最好使用線性調節器作為后級調整輸出，但是此種方法會犧牲較大的效率為代價，限制了低輸出電流應用。若采用WVC技術的多路輸出反激變換器，可以有效改善輸出的直流和瞬態特性。具體來說，對各路輸出電壓均進行采樣作加權后調節占空比D，如果權衡系數和補償環節設計合理，電源品質將會得到顯著改善。正激變換器多路輸出采用耦合電感的設計方法，需要使電感的匝數比等于主變壓器的輸出繞組的匝數比，對于負載不對稱的用電環境下交叉調節性能沒有明顯改善。

圖1 線性調節器

第二，為了改善負載交叉調整率，可使用單獨的DC/DC變換器來進行組合，實現多路輸出穩壓，但電路比較復雜，且價格非常昂貴。另一個選擇是用UC3573控制器設計一個降壓轉換器作為后調節器,如圖2所示，比較適合3.0～8.0A電流輸出。這種方法能達到90％的高效率，但是如果后調節器采用多個副線圈的話需要增加整流器、電感和電容器。這種方法增加了一級LC濾波回路，在多路輸出時，濾波器的數量明顯增加。同時，這種降壓斬波電路一般應用在輸入電壓和輸出電壓均較低的電路結構當中。

圖2 降壓轉換器

圖3磁放大后調節器

第三，用UC1838控制器設計磁放大后調節器，如圖3所示。它的效率很高，特別適合大于5.0A中低電流的應用，但在高電流應用中效率很低。而且，它不易實現過流保護，輕負載時的低調節度和高頻（200kHz）時磁放大電感的高費用使它不是一個完美的解決方案。

圖4 次級側同步后置穩壓器

第四，一個較好的選擇是用新型的次級側同步后置穩壓器(SSPR)，如圖4所示。這樣既可以實現前沿又可以實現后沿調節。SSPR在多路輸出隔離電源的精確調節應用方面具有簡單、高效率、高頻化、無損耗過流保護和遙控開關機等優點。應用CS5101比LM5115、UCC2540和LT3710等帶有雙N溝道MOSFET后置同步穩壓器控制電路簡單，能夠適應于輸入高壓和低壓的各種電路結構。CS5101是一種帶有N溝道MOSFET驅動的同步前沿開關調節控制器，可直接由變壓器的次級繞組生成一個精確穩壓的次級輸出，從而最大限度地減小了主路輸出電感器和電容器尺寸。同時，它可以應用于單端或雙端拓撲結構。

次級側同步后置穩壓器(SSPR)的工作描述
SSPR調節器允許輔路在沒有初級側反饋的情況下獨立控制輸出。SSPR開關后面連接次級側整流二極管和輸出電感。在電流模式的單端正激拓撲結構中，初級控制器保持一個穩定的伏秒值。前沿和后沿的初級側電流波形如圖5所示。使用峰值電流測量的電流模式控制前沿情況下，后沿調制將導致環路的不穩定。
CS5101 SSPR控制器作為前沿調制設計，應用于電流模式或電壓模式控制。

圖5 主要開關電流波形

SSPR技術的應用
SSPR能用在各種電路拓撲結構中，包括單端/雙端降壓變換器、反激變換器，可以用于電流控制模式或電壓控制模式。

圖6 主開關波形