用于檢測調諧回路的鑒相器分析設計
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一路電壓信號利用取樣環加電阻負載取出，根據互感電動勢原理、取樣環繞線本身的電感大小以及負載電阻值大小，可以推導出負載電阻兩端的電壓與饋線電流同相位。具體分析如下：根據互感電動勢原理，互感電動勢e=jωMI，則取樣環的互感電流為
，其中ω為饋線電流的角頻率；M為取樣環的互感；J為饋線電流；I’為取樣環感應電流；R為取樣環的負載阻抗。因為R1，R2的值遠小于取樣環繞線本身的感抗，則U=
，表明負載電阻兩端的電壓與饋線電流同相位；另一路電壓信號利用電容電阻分壓從饋線上直接取出，為使分壓之后的電壓信號與饋線電壓相位成90°，必須使電容的容抗遠大于電阻的阻抗，只有這樣才能忽略發射機工作頻率對相位的影響，但這嚴重影響了電壓分壓的效果。為了權衡90°與分壓信號大小兩者之間關系，電容和電阻分別取值為5 000 pF和35 Ω，可以忽略工作頻率對相位的影響，使電阻分壓信號與饋線電壓信號成85°左右相位差，但電阻分壓信號存在很大的噪聲。為改變這種情況，特將取樣環的負載電阻換成了容值為0．32μF的電容，由此得到的電容兩端電壓與饋線電流的相位差成90°。具體分析如下：當發射機工作頻率在20 kHz時，電容的容抗為24．9 Ω，遠小于取樣環繞線本身的感抗。由上文互感電動勢原理分析可知，取樣環流過電容的電流與饋線電流同相位。又因為電容兩端電壓與流過電容的電流相位差成90°，所以電容兩端電壓與饋線電流成90°相位差，并且不受發射機工作頻率的影響。經現場實測，證明用這種方法取出的電壓信號的波形干凈，且與饋線電流信號成精確的90°相位差。
另一路信號直接用470 kΩ電阻和4．7 kΩ電阻將饋線高電壓分壓成小信號電壓，因是電阻分壓，所以分壓電壓與饋線電壓同相位，如圖3所示。本文引用地址：http://www.104case.com/article/176930.htm
將這兩路信號輸入二極管平衡鑒相器，電阻分壓信號存在嚴重噪聲，波形幾乎沒有，這與二極管平衡鑒相器的輸入阻抗太小有關。
1．3 二極管平衡鑒相器的不足之處
在實際使用中二極管平衡鑒相器存在如下兩個主要問題：
(1)電阻R1，R2，二極管D1，D2要嚴格配對使用。
由于二極管平衡鑒相器是把相位的差值反映到輸出的電壓幅度上，若R1，R2不相等，二極管D1，D2有差異，電路即會失去平衡，造成鑒相誤差，降低鑒相器的鑒相特性。
(2)對于兩路取樣信號要嚴格控制其取樣幅度。
二極管PN結的特性決定了兩路取樣信號的幅值不能太小，其工作耐壓值又決定了取樣信號幅值不能太大，取樣信號的幅度范圍不易把握。
2 乘法器型鑒相器設計
鑒于二極管平衡鑒相器存在諸多不足之處，本文使用有源器件重新設計了鑒相器電路。采用四象限模擬乘法器和低通濾波器，可以實現鑒相功能，此處簡稱乘法器型鑒相器。乘法器電路部分與低通濾波器電路部分采用直接耦合方式，整個電路結構簡單，如圖4所示。
2．1 乘法器型鑒相器的原理分析
乘法器型鑒相器的工作原理簡述如下：模擬乘法器的兩個輸入端分別加入信號v1=V1cos(ω0t+φ1)和v2=V2cos(ω0t+φ2)。模擬乘法器的輸出電壓為：
由式(1)可見，乘法器的輸出是兩輸入信號的差頻項與和頻項，通過低通濾波器，濾除不需要的頻率信號(2ω0t+φ1+φ2)，取出的電壓信號為：
由式(2)可見，vo隨兩輸入信號的相位差φ1-φ2的余弦變化。在
附近，有較高的靈敏度，這一點與二極管平衡鑒相器相同，因此仍采用圖3所示的信號取樣電路。
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