工程師不可不知的開關電源關鍵設計（四）

　　當鎖存器置位輸入方波為高電平時，或非門輸出始終為低電平，封鎖PWM，這段時問由內部振蕩器OSC放電過程時間決定。在鎖存器置位輸入方波下降沿同時，如或非門其他三個輸入信號輸入無效電平時，或非門輸出為高電平，MOSFET管導通。

　　其他三個輸入信號分別為：一個為電流取樣比較器輸出，一個為誤差放大器輸出，一個為輸入欠壓比較器輸出。

　　為濾除參考端的高頻信號，V 對地接一個瓷片電容，在PCB布線時要注意，不能有電感成分的介人，以免產生干擾，引成電路振蕩打隔。

　　OSC振蕩頻率f=1.8/（RtCt）， 當取RT=33kf2，CT=1000PF，f=-54kHz.

　　6）電流取樣比較

　　在圖2中，MOSFET管導通時，Udc =Ldi/dt，變壓器電感電流以斜率Udc/L線性增長，L為變壓器的初級電感。在MOSFET管的源極與地間串接一個無感取樣電阻Rs，將變壓器的初級電流轉換成取樣電壓Ud =RS i.在輸出同樣的功率下，輸入直流電壓越小，變壓器一次電流也越大，通過MOSFET管的電流也越大。為保護M0SFET管不致損壞， 需計算電感峰值電流Ip=2P/（UdcminUmax ）。選擇功率MOSFET管的最大峰值電流Icmax應大于1.3Ip.

　　取樣電壓Ud經RC濾波后，送到UC3845的3腳。當該電壓超過lV時，比較器輸出高電平，送到RS鎖存器的復位端，PWM輸出為低電平，使PWM的占空比減小，從而限制電感峰值電流。

　　無感取樣電阻尺。的電阻值為：Rs=l/Ip，功率1W.而RC濾波器的時間常數接近尖脈沖的持續時間，否則引起電源輸出的不穩定。取R=lk，C=470PF.

　　7）誤差比較器

　　Vref經電阻分壓為2.5V接至誤差比較器的正端，而負端（2腳）接外部監測電壓輸入。誤差比較器（1腳）輸出用于外部回路的補償，如圖2，輸出電壓因兩個二極管壓降而失調（=1.4V），并在連接到取樣比較器反向輸入端之前被三分。2腳和1腳間接一個RC網絡進行環路補償。取R 11=150kQ，C11=100PF.

　　外部監測電壓輸入端（2腳）可用于對輸出回路引入電壓反饋環節，如對主輸出回路5V的穩定度要求不高，可將饋電電壓引入，以監測輸出回路過電壓。Vcc經電阻分壓接到UC3845~b部監測電壓輸入端，當由于某種原因，輸出回路電壓升高時， 外部監測電壓輸入端大于2.5V， 誤差比較器輸出小于2.5V，結合電流取樣比較輸入電壓，PWM輸出為低電平， 使PWM的占空比減小， 輸出回路電壓減小。如果對主回路輸出5V電壓的精度有要求。應采用反饋電路由光耦PC817、TL431及與之相連的阻容網絡構成。其控制原理如下：

　　主回路5V輸出輸出電壓經電阻分壓后得到采樣電壓，此采樣電壓與TL43 l提供的2.5V參考電壓進行比較，當輸出電壓正常（5V）時，采樣電壓與TL43l提供的2.5V參考電壓相等則TL431的K極電位不變，流過光耦二極管的電流不變，流過光耦的電流不變，UC3845的2腳輸入電壓不變，1腳電位穩定，6腳輸出PWM驅動的占空比不變，輸出電壓穩定在設定值不變。

　　當輸出5V電壓因為某種原因偏高時，經電阻分壓值就會大于2.5V，則TL431的K極電位下降，流過光耦二極管的電流增大，則流過光耦的電流增大，UC3845的2腳輸入電壓上升到大于2.5V，l腳電位下降，6腳輸出驅動脈沖PWM的占空比下降，輸出電壓降低，這樣就完成了主回路輸出電壓反饋穩壓的作用。

　　3 結束語

　　實踐證明，基于UC3845的反激式開關電源具有輸入電壓范圍寬、輸出電壓精度高、負載的調整效率高等特點。本電源應用于網絡電測儀表中，收到了良好的效果，具有一定的推廣價值。

三、開關電源中浪涌電流抑制模塊的應用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時的電壓瞬時值為電源電壓峰值）上電，則會產生遠高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當濾波電容為470μF并且電源內阻較小時，第一個電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　浪涌電流會造成電源電壓波形塌陷，使得供電質量變差，甚至會影響其他用電設備的工作以及使保護電路動作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現象發生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現過載時熔斷器不能熔斷，起不到保護整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側加一負溫度系數熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負溫度系數熱敏電阻在常溫狀態下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環境溫度和NTC的初始溫度影響，在環境溫度較高或在上電時間間隔很短時，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價格低廉的微機電源或其他低成本電源。而在彩色電視機和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應用是彩色電視機，這種方法的優點是簡單，可靠性高，允許在寬環境溫度范圍內工作，其缺點是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實上整流器上電處于穩態工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發熱的負作用，因此，在功率較大的開關電源中，采用上電后經一定延時后用一機械觸點或電子觸點將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復雜，占用體積較大。為使應用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開關（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結束后，模塊導通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設計者所希望的。

　　3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設計成線形恒流電路。實際電路會由于兩極放大的高增益而出現自激振蕩現象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關電源的上電電流至少需要達到4A，如上電時剛好是電網電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結果是，MOSFET僅能承受有限次數的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正實現無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關狀態，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。

　　3.3 測試結果

　　A模塊在400W開關電源中應用時，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復上電時間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。

　　4 結語

　　開關電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡單，體積小給開關電源設計者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國內外尚未見到相關報道。同時作者也將推出其它沖擊負載（如交流電機及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。

　四、開關電源中電磁干擾的抑制方法

　　引言

　　隨著開關電源技術的不斷發展和日趨成熟，各個應用領域對開關電源的需求也不斷增長，但是，開關電源存在嚴重的電磁干擾（）問題。它不僅對電網造成污染，直接影響到其它用電電器的正常工作，而且作為輻射干擾闖入空間，對空間也造成電磁污染。于是便產生了開關電源的電磁兼容（EMC）問題。電磁兼容是指設備或系統在其電磁環境中能正常工作且不對該環境中任何事物構成不能承受的電磁騷擾的能力。

　　開關電源的電磁干擾可分為傳導干擾和輻射干擾兩大類。傳導干擾通過交流電源傳播，頻率低于30 MHz。輻射干擾通過空氣傳播，頻率在30MHz以上。

　　本文針對一種桌面式180W塑殼開關電源（負載是12V／15A的半導體制冷冰箱，電源外形大小205mm×90mm×62mm）所存在的電磁干擾超標問題，從原理上進行了分析，并探討了解決方案。

　　1 180 W開關電源的電路結構分析與電磁干擾測試

　　1．1 主電路與結構布局分析

　　該開關電源的電路原理如圖1所示。

　　電容濾波整流器功率因數低，整流二極管導通時間較短，濾波電容充電電流瞬時值的峰值大，整流后的電流波形為脈動狀，產生高的諧波電流。

　　半橋電路中高頻導通和截止的S1、S2、D3、D4和變壓器T1是開關電源的主要騷擾源，產生高頻高壓的尖峰諧波振蕩，該諧波振蕩產生的高次諧波，通過開關管與散熱器問的分布電容傳入內部電路或通過散熱器及變壓器向空間輻射。

　　該開關電源的內部布局如圖2所示，左邊是交流電源輸入和直流輸出，靠左邊上下兩側留有通風孔，風機在右邊，采用向外抽風方式散熱，保證塑殼內的熱量及時排出，避免熱量在塑殼內積聚。該布局的優點是通風路比較通暢，但也存在缺點—輸入輸出接口安裝得較近，在它們之間容易產生空間耦合，形成輻射騷擾。