工程師不可不知的開關電源關鍵設計（六）

　　對于正向和負向尖峰，對稱的波形是同樣需要的，因此從它可以看出控制部分和電源部分在控制內有中心線，且在負載的增大和減少的情況下它們的擺動速率是相同的。

　　上面介紹了開關電源控制環(huán)路的兩個穩(wěn)定性判據(jù)，就是通過波特圖判定小信號下開關電源控制環(huán)路的相位裕度和通過負載躍變瞬態(tài)響應波形判定大信號下開關電源控制環(huán)路的穩(wěn)定性。下面介紹四種控制環(huán)路穩(wěn)定性的設計方法。

　　4 穩(wěn)定性設計方法

　　4．1 分析法

　　根據(jù)閉環(huán)系統(tǒng)的理論、數(shù)學及電路模型進行分析（計算機仿真）。實際上進行總體分析時，要求所有的參數(shù)要精確地等于規(guī)定值是不大可能的，尤其是電感值，在整個電流變化范圍內，電感值不可能保持常數(shù)。同樣，能改變系統(tǒng)線性工作的較大瞬態(tài)響應也是很難預料到的。

　　4．2 試探法

　　首先測量好脈寬調整器和功率變換器部分的傳遞特性，然后用“差分技術”來確定補償控制放大器所必須具有的特性。

　　要想使實際的放大器完全滿足最優(yōu)特性是不大可能的，主要的目標是實現(xiàn)盡可能地接近。具體步驟如下：

　　（1）找到開環(huán)曲線中極點過零處所對應的頻率，在補償網(wǎng)絡中相應的頻率周圍處引入零點，那么在直到等于穿越頻率的范圍內相移小于315°（相位裕度至少為45°）；

　　（2）找到開環(huán)曲線中EsR零點對應的頻率，在補償網(wǎng)絡中相應的頻率周圍處引入極點（否則這些零點將使增益特性變平，且不能按照期望下降）；

　　（3）如果低頻增益太低，無法得到期望的直流校正那么可以引入一對零極點以提高低頻下的增益。

　　大多數(shù)情況下，需要進行“微調”，最好的辦法是采用瞬態(tài)負載測量法。

　　4. 3 經(jīng)驗法

　　采用這種方法，是控制環(huán)路采用具有低頻主導極點的過補償控制放大器組成閉環(huán)來獲得初始穩(wěn)定性。然后采用瞬時脈沖負載方法來補償網(wǎng)絡進行動態(tài)優(yōu)化，這種方法快而有效。其缺點是無法確定性能的最優(yōu)。

　　4．4 計算和測量結合方法

　　綜合以上三點，主要取決于設計人員的技能和經(jīng)驗。

　　對于用上述方法設計完成的電源可以用下列方法測量閉環(huán)開關電源系統(tǒng)的波特圖，測量步驟如下。

　　如圖4所示為測量閉環(huán)電源系統(tǒng)波特圖的增益和相位時采用的一個常用方法，此方法的特點是無需改動原線路。

　　如圖4所示，振蕩器通過變壓器T1引入一個很小的串聯(lián)型電壓V3至環(huán)路。流入控制放大器的有效交流電壓由電壓表V1測量，輸出端的交流電壓則由電壓表V2測量（電容器C1和C2起隔直流電流的作用）。V2/V1（以分貝形式）為系統(tǒng)的電壓增益。相位差就是整個環(huán)路的相移（在考慮到固定的180°負反饋反相位之后）。

　　輸入信號電平必須足夠小，以使全部控制環(huán)路都在其正常的線性范圍內工作。

　　4．5 測量設備

　　波特圖的測量設備如下：

　　（1）一個可調頻率的振蕩器V3，頻率范圍從10Hz（或更低）到50kHz（或更高）；

　　（2）兩個窄帶且可選擇顯示峰值或有效值的電壓表V1和V2，其適用頻率與振蕩器頻率范圍相同；

　　（3）專業(yè)的增益及相位測量儀表。

　　測試點的選擇：理論上講，可以在環(huán)路的任意點上進行伯特圖測量，但是，為了獲得好的測量度，信號注入節(jié)點的選擇時必須兼顧兩點：電源阻抗較低且下一級的輸入阻抗較高。而且，必須有一個單一的信號通道。實踐中，一般可把測量變壓器接入到圖4或圖5控制環(huán)路中接入測量變壓器的位置。

　　圖4中T1的位置滿足了上述的標準。電源阻抗（在信號注入的方向上）是電源部分的低輸出阻抗，而下一級的輸入阻抗是控制放大器A1的高輸入阻抗。圖5中信號注入的第二個位置也同樣滿足這一標準，它位于圖5中低輸出的放大器A1和高輸入阻抗的脈寬調制器之間。

　　5 最佳拓撲結構

　　無論是國外還是國內DC／DC電源線路的設計，就隔離方式來講都可歸結為兩種最基本的形式：前置啟動+前置PWM控制和后置隔離啟動+后置PWM控制。具體結構框圖如圖6和圖7所示。

　　國內外DC／DC電源設計大多采用前置啟動+前置PWM控制方式，后級以開關形式將采樣比較的誤差信號通過光電耦合器件隔離傳輸?shù)角凹塒WM電路進行脈沖寬度的調節(jié)，進而實現(xiàn)整體DC／DC電源穩(wěn)壓控制。如圖6所示，前置啟動+前置PWM控制方式框圖所示，輸出電壓的穩(wěn)定過程是：輸出誤差采樣→比較→放大→光隔離傳輸→PWM電路誤差比較→PWM調寬→輸出穩(wěn)壓。Interpoint公司的MHF+系列、SMHF系列、MSA系列、MHV系列等等產(chǎn)品都屬于此種控制方式。此類拓撲結構電源產(chǎn)品就環(huán)路穩(wěn)定性補償設計主要集中在如下各部分：

　　（1）以集成電路U2為核心的采樣、比較電路的環(huán)路補償設計；

　　（2）以前置PWM集成電路內部電壓比較器為核心的環(huán)路補償設計；

　　（3）輸出濾波器設計主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補償設計時僅供參考；

　　（4）其它部分如功率管驅動、主功率變壓器等，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補償設計時可以不必考慮。

　　而如圖7所示，后置隔離啟動+后置PWM控制方式框圖，輸出電壓的穩(wěn)定過程是：輸出誤差采樣→PWM電路誤差比較→PWM調寬→隔離驅動→輸出穩(wěn)壓。此類拓撲結構電源產(chǎn)品就環(huán)路穩(wěn)定性補償設計主要集中在如下各部分：

　　（1）以后置PWM集成電路內部電壓比較器為核心的環(huán)路補償設計；

　　（2）輸出濾波器設計主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補償設計時僅供參考。

　　（3）其它部分如隔離啟動、主功率變壓器等，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補償設計時可以不必考慮。

　　比較圖6和圖7控制方式和環(huán)路穩(wěn)定性補償設計可知，圖7后置隔離啟動+后置PWM控制方式的優(yōu)點如下：

　　（1）減少了后級采樣、比較、放大和光電耦合，控制環(huán)路簡捷；

　　（2）只需對后置PWM集成電路內部電壓比較器進行環(huán)路補償設計，控制環(huán)路的響應頻率較寬；

　　（3）相位裕度大；

　　（4）負載瞬態(tài)特性好；

　　（5）輸入瞬態(tài)特性好；

　　（6）抗輻照能力強。實驗證明光電耦合器件即使進行了抗輻照加固其抗輻照總劑量也不會大于2x104Rad（Si），不適合航天電源高可靠、長壽命的應用要求。

　　6 結語

　　開關電源設計重點有兩點：一是磁路設計，重點解決的是從輸入到輸出的電壓及功率變換問題。二是穩(wěn)定性設計，重點解決的是輸出電壓的品質問題。開關電源穩(wěn)定性設計的好壞直接決定著開關電源啟動特性、輸入電壓躍變響應特性、負載躍變響應特性、高低溫穩(wěn)定性、生產(chǎn)和調試難易度。將上述開關電源穩(wěn)定性設計方法和結論應用到開關電源的研發(fā)工作中去，定能事半功倍。

四、基于UC3875的全橋軟開關直流電源設計

　　PWM是英文“Pulse Width Modulation”的縮寫，簡稱脈寬調制，是利用微處理器的數(shù)字輸出來對模擬電路進行控制的一種非常有效的技術，廣泛應用在從測量、通信到功率控制與變換的許多領域中。UCC3895是美國德州儀器公司生產(chǎn)的移相諧振全橋軟開關控制器，該系列控制器采用了先進的BCDMOS技術。 UCC3895在基本功能上與UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同時增加了一些新的功能。

　　本文介紹了一臺采用移相諧振控制芯片UC3875作為控制核心設計的開關頻率為70kHz、輸出功率1.2kW、主電路為移相全橋ZVZCS PWM軟開關模式的直流開關電源。

　　l 移相式ZVZCSPWM軟開關電源主電路分析

　　在設計制作的1.2kW（480V／2.5A）的軟開關電源中，其主電路為全橋變換器結構，四只開關管均為MOSFET（1000V／24A），采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂開關管實現(xiàn)ZVS、滯后臂開關管實現(xiàn)ZCS，電路結構簡圖如圖l，VT1～VT4是全橋變換器的四只MOSFET開關管，VD1、VD2分別是超前臂開關管VT1、VT2的反并超快恢復二極管，C1、C2分別是為了實現(xiàn)VTl、VT2的ZVS設置的高頻電容，VD3、VD4是反向電流阻斷二極管，以實現(xiàn)滯后臂VT3、VT4的ZCS，Llk為變壓器漏感，Cb為阻斷電容，T為主變壓器，副邊由VD5～VD8構成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。

　　其基本工作原理如下：

　　當開關管VT1、VT4或VT2、VT3同時導通時，電路工作情況與全橋變換器的硬開關工作模式情況一樣，主變壓器原邊向負載提供能量。通過移相控制，在關斷VT1時并不馬上關斷VT4，而是根據(jù)輸出反饋信號決定的移相角，經(jīng)過一定時間后再關斷VT4，在關斷VT1之前，由于VT1導通，其并聯(lián)電容C1上電壓等于VT1的導通壓降，理想狀況下其值為零，當關斷VT1時刻，C1開始充電，由于電容電壓不能突變，因此，VT1即是零電壓關斷。

　　由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用，VT1關斷后，原邊電流不能突變，繼續(xù)給Cb充電，同時C2也通過原邊放電，當C2電壓降到零后，VD2自然導通，這時開通VT2，則VT2即是零電壓開通。

　　當C1充滿電、C2放電完畢后，由于VD2是導通的，此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓，原邊電流開始減小，但繼續(xù)給Cb充電，直到原邊電流為零，這時由于VD4的阻斷作用，電容Cb不能通過VT2、VT4、VD4進行放電，Cb兩端電壓維持不變，這時流過VT4電流為零，關斷VT4即是零電流關斷。

　　關斷VT4以后，經(jīng)過預先設置的死區(qū)時間后開通VT3，由于電壓器漏感的存在，原邊電流不能突變，因此VT3即是零電流開通。

　　VT2、VT3同時導通后原邊向負載提供能量，一定時間后關斷VT2，由于C2的存在，VT2是零電壓關斷，如同前面分析，原邊電流這時不能突變，C1經(jīng)過VD3、VT3、Cb放電完畢后，VD1自然導通，此時開通VT1即是零電壓開通，由于VD3的阻斷，原邊電流降為零以后，關斷VT3，則VT3即是零電流關斷，經(jīng)過預選設置好的死區(qū)時間延遲后開通VT4，由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用，原邊電流不能突變，VT4即是零電流開通。

　　這種采用超快恢復二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形如圖2所示，其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點之間的電壓，ip為變壓器T原邊電流，Ucb為阻斷電容Ub上的電壓，Urect是副邊整流后的電壓。

　　2 基于UC3875的主控制回路設計

　　為了實現(xiàn)主回路開關管ZVZCS軟開關，采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路，如圖3所示。考慮到所選MOSFET功率比較大對芯片的四個輸出驅動信號進行了功率放大，再經(jīng)高頻脈沖變壓器T1、T2隔離最后經(jīng)過驅動電路驅動MOSFET開關管。整個控制系統(tǒng)所有供電均用同一個15V直流電源，實驗中設置開關頻率為70kHz，死區(qū)時間設置為1.5μs，采用簡單的電壓控制模式，電源輸出直流電壓通過采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號，輸入到UC3875誤差放大器的EA一，控制UC3875誤差放大器的輸出，從而控制芯片四個輸出之間的移相角大小，使電源能夠穩(wěn)定工作，圖中R6、C5接在EA一和E／AOUT之間構成PI控制。在本設計中把CS+端用作故障保護電路，當發(fā)生輸出過壓、輸出過流、高頻變原邊過流、開關管過熱等故障時，通過一定的轉換電路，把故障信號轉換為高于2.5V的電壓接到CS+端，使UC3875四個輸出驅動信號全為低電平，對電路實現(xiàn)保護。

　　圖4是開關管的驅動電路。隔離變壓器的設計采用AP法、變比為l：1.3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經(jīng)過放大電路、隔離電路和驅動電路后形成+12V／一5V的雙極性驅動脈沖，保證開關管的穩(wěn)定開通和關斷。

　　3 仿真與實驗結果分析

　　PSpice是一款功能強大的電路分析軟件，對開關頻率70kHz的ZVZCS軟開關電源的仿真是在PSpice9.1平臺上進行的。

　　實驗樣機的主回路結構采用圖1所示的電路拓撲，阻斷二極管采用超快恢復大功率二極管RHRG30120，其反向恢復時間在100ns以內，滿足70kHz開關頻率的要求。開關管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100開關管，這種型號MOS管自身反并有超快恢復二極管，其反向恢復時間約250ns。

　　圖5是超前橋臂開關管驅動電壓與管壓降波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形，可見超前臂開關管完全實現(xiàn)了ZVS開通，VT1、VT2關斷時是依賴其自身很小的結電容來實現(xiàn)的，從圖中可以看出，關斷時也基本實現(xiàn)了ZVS關斷。

　　圖6是滯后橋臂開關管驅動電壓與電流波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形；圖7是滯后臂開關管管壓降與電流波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形，從圖6、圖7可以看出滯后臂開關管VT3、VT4很好地實現(xiàn)了ZCS關斷，關斷時開關管電流已經(jīng)為零；滯后臂開關管完全開通之前，開關管電流也幾乎為零，基本實現(xiàn)了ZCS開通。而且滯后橋臂開關管VT3、VT4可以在很大負載范圍內實現(xiàn)ZCS開關。

　　圖8是兩橋臂中點之間的電壓Uab的波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形。圖9是阻斷電容Cb上的電壓U曲波形，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形。從圖上可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一個方波。當Uab=0時，阻斷電容Cb上的電壓Ucb使原邊電流ip逐漸減小到零，由于阻斷二極管的阻斷作用，ip不能反向流動，從而實現(xiàn)了滯后橋臂的ZCS開關。

　　4 結論

　　本文在介紹了移相諧振控制芯片UC3875的工作特點并詳細分析了采用串聯(lián)阻斷二極管的移相式ZVZCS PWM軟開關工作特性的基礎上，設計了一臺1.2kW、開關頻率70kHz的全橋軟開關直流電源，并應用PSpice軟件進行了仿真，實驗結果與仿真結果基本符合。實驗表明以UC3875為核心的控制部分結構簡單可靠，電源主電路開關管均實現(xiàn)了軟開關，并克服了單純的ZVS或ZCS軟開關模式的缺點，可有效減小開關管開關過程引起的損耗，有利于提高電源開關頻率，減小電源體積和重量。

五、開關電源紋波產(chǎn)生分析

　　隨著SWITCH 的開關，電感L 中的電流也是在輸出電流的有效值上下波動的。所以在輸出端也會出現(xiàn)一個與SWITCH 同頻率的紋波，一般所說的紋波就是指這個。它與輸出電容的容量和ESR 有關系。這個紋波的頻率與開關電源相同，為幾十到幾百KHz。

　　另外，SWITCH 一般選用雙極性晶體管或者MOSFET，不管是哪種，在其導通和截止的時候，都會有一個上升時間和下降時間。這時候在電路中就會出現(xiàn)一個與SWITCH 上升下降時間的頻率相同或者奇數(shù)倍頻的噪聲，一般為幾十MHz。同樣二極管D 在反向恢復瞬間，其等效電路為電阻電容和電感的串聯(lián)，會引起諧振，產(chǎn)生的噪聲頻率也為幾十MHz。這兩種噪聲一般叫做高頻噪聲，幅值通常要比紋波大得多。

　　如果是AC／DC 變換器，除了上述兩種紋波（噪聲）以外，還有AC 噪聲，頻率是輸入AC 電源的頻率，為50～60Hz 左右。還有一種共模噪聲，是由于很多開關電源的功率器件使用外殼作為散熱器，產(chǎn)生的等效電容導致的。因為本人是做汽車電子研發(fā)的，對于后兩種噪聲接觸較少，所以暫不考慮。

　　開關電源紋波的測量

　　基本要求：使用示波器AC 耦合，20MHz 帶寬限制，拔掉探頭的地線

　　1，AC 耦合是去掉疊加的直流電壓，得到準確的波形。

　　2，打開20MHz 帶寬限制是防止高頻噪聲的干擾，防止測出錯誤的結果。因為高頻成分幅值較大，測量的時候應除去。

　　3，拔掉示波器探頭的接地夾，使用接地環(huán)測量，是為了減少干擾。很多部門沒有接地環(huán)，如果誤差允許也直接用探頭的接地夾測量。但在判斷是否合格時要考慮這個因素。

　　還有一點是要使用50Ω 終端。橫河示波器的資料上介紹說，50Ω 模塊是除去DC 成分，精確測量AC 成分。但是很少有示波器配這種專門的探頭，大多數(shù)情況是使用標配100KΩ 到10MΩ 的探頭測量，影響暫時不清楚。

　　上面是測量開關紋波時基本的注意事項。如果示波器探頭不是直接接觸輸出點，應該用雙絞線，或者50Ω 同軸電纜方式測量。

　　在測量高頻噪聲時，使用示波器的全通帶，一般為幾百兆到GHz 級別。其他與上述相同。

　　可能不同的公司有不同的測試方法。歸根到底第一要清楚自己的測試結果。第二要得到客戶認可。

　　關于示波器：

　　有些數(shù)字示波器因為干擾和存儲深度的原因，無法正確的測量出紋波。這時應更換示波器。這方面有時候雖然老的模擬示波器帶寬只有幾十兆，但表現(xiàn)要比數(shù)字示波器好。泰克公司有專門分開測量上述兩種紋波（噪聲）的軟件，可以看一下參考資料5。同樣，關于示波器的接地，電源測試的相關知識，也可以看一下。

　　開關電源紋波的抑制

　　對于開關紋波，理論上和實際上都是一定存在的。通常抑制或減少它的做法有三種：

　　1，加大電感和輸出電容濾波

　　根據(jù)開關電源的公式，電感內電流波動大小和電感值成反比，輸出紋波和輸出電容值成反比。所以加大電感值和輸出電容值可以減小紋波。

　　同樣，輸出紋波與輸出電容的關系：vripple=Imax/（Co×f）。可以看出，加大輸出電容值可以減小紋波。

　　通常的做法，對于輸出電容，使用鋁電解電容以達到大容量的目的。但是電解電容在抑制高頻噪聲方面效果不是很好，而且ESR 也比較大，所以會在它旁邊并聯(lián)一個陶瓷電容，來彌補鋁電解電容的不足。

　　同時，開關電源工作時，輸入端的電壓Vin 不變，但是電流是隨開關變化的。這時輸入電源不會很好地提供電流，通常在靠近電流輸入端（以BucK 型為例，是SWITcH 附近），并聯(lián)電容來提供電流。

　　上面這種做法對減小紋波的作用是有限的。因為體積限制，電感不會做的很大；輸出電容增加到一定程度，對減小紋波就沒有明顯的效果了；增加開關頻率，又會增加開關損失。所以在要求比較嚴格時，這種方法并不是很好。關于開關電源的原理等，可以參考各類開關電源設計手冊。

　　2，二級濾波，就是再加一級LC 濾波器

　　LC 濾波器對噪紋波的抑制作用比較明顯，根據(jù)要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容構成濾波電路，一般能夠很好的減小紋波。

　　采樣點選在LC 濾波器之前（Pa），輸出電壓會降低。因為任何電感都有一個直流電阻，當有電流輸出時，在電感上會有壓降產(chǎn)生，導致電源的輸出電壓降低。而且這個壓降是隨輸出電流變化的。

　　采樣點選在LC 濾波器之后（Pb），這樣輸出電壓就是我們所希望得到的電壓。但是這樣在電源系統(tǒng)內部引入了一個電感和一個電容，有可能會導致系統(tǒng)不穩(wěn)定。關于系統(tǒng)穩(wěn)定，很多資料有介紹，這里不詳細寫了。

　　3，開關電源輸出之后，接LDO 濾波

　　這是減少紋波和噪聲最有效的辦法，輸出電壓恒定，不需要改變原有的反饋系統(tǒng)，但也是成本最高，功耗最高的辦法。任何一款LDO 都有一項指標：噪音抑制比。是一條頻率-dB 曲線，如右圖是凌特公司LT3024 的曲線。

　　對減小紋波。開關電源的PCB 布線也非常關鍵，這是個很赫手的問題。有專門的開關電源PCB 工程師，對于高頻噪聲，由于頻率高幅值較大，后級濾波雖然有一定作用，但效果不明顯。這方面有專門的研究，簡單的做法是在二極管上并電容C 或RC，或串聯(lián)電感。

　　4，在二極管上并電容C 或RC

　　二極管高速導通截止時，要考慮寄生參數(shù)。在二極管反向恢復期間，等效電感和等效電容成為一個RC 振蕩器，產(chǎn)生高頻振蕩。為了抑制這種高頻振蕩，需在二極管兩端并聯(lián)電容C或RC 緩沖網(wǎng)絡。電阻一般取10Ω-100Ω，電容取4.7pF-2.2nF。

　　在二極管上并聯(lián)的電容C 或者RC，其取值要經(jīng)過反復試驗才能確定。如果選用不當，反而會造成更嚴重的振蕩。

　　對高頻噪聲要求嚴格的話，可以采用軟開關技術。關于軟開關，有很多書專門介紹。

　　5，二極管后接電感（EMI 濾波）

　　這也是常用的抑制高頻噪聲的方法。針對產(chǎn)生噪聲的頻率，選擇合適的電感元件，同樣能夠有效地抑制噪聲。需要注意的是，電感的額定電流要滿足實際的要求。

　　六、開關電源PCB排版基本要點分析

　　摘要：開關電源PCB排版是開發(fā)電源產(chǎn)品中的一個重要過程。許多情況下，一個在紙上設計得非常完美的電源可能在初次調試時無法正常工作，原因是該電源的PCB排版存在著許多問題．詳細討論了開關電源PCB排版的基本要點，并描述了一些實用的PCB排版例子。

　　0 引言

　　為了適應電子產(chǎn)品飛快的更新?lián)Q代節(jié)奏，產(chǎn)品設計工程師更傾向于選擇在市場上很容易采購到的AC／DC適配器，并把多組直流電源直接安裝在系統(tǒng)的線路板上。由于開關電源產(chǎn)生的電磁干擾會影響到其電子產(chǎn)品的正常工作，正確的電源PCB排版就變得非常重要。開關電源PCB排版與數(shù)字電路PCB排版完全不一樣。在數(shù)字電路排版中，許多數(shù)字芯片可以通過PCB軟件來自動排列，且芯片之間的連接線可以通過PCB軟件來自動連接。用自動排版方式排出的開關電源肯定無法正常工作。所以，沒計人員需要對開關電源PCB排版基本規(guī)則和開關電源工作原理有一定的了解。

　　1 開關電源PCB排版基本要點

　　l.1 電容高頻濾波特性

　　圖1是電容器基本結構和高頻等效模型。

　　電容的基本公式是

　　式（1）顯示，減小電容器極板之間的距離（d）和增加極板的截面積（A）將增加電容器的電容量。

　　電容通常存在等效串聯(lián)電阻（ESR）和等效串聯(lián)電感（ESL）二個寄生參數(shù)。圖2是電容器在不同工作頻率下的阻抗（Zc）。

　　一個電容器的諧振頻率（fo）可以從它自身電容量（C）和等效串聯(lián)電感量（LESL）得到，即

　　當一個電容器工作頻率在fo以下時，其阻抗隨頻率的上升而減小，即

　　當電容器工作頻率在fo以上時，其阻抗會隨頻率的上升而增加，即

　　當電容器工作頻率接近fo時，電容阻抗就等于它的等效串聯(lián)電阻（RESR）。