寬帶低噪聲混頻器的設計

摘要：文章利用安捷倫公司的ADS仿真軟件，設計了一款應用于GNSS接收機射頻前端的Gilbert混頻器芯片，它的工作電壓都為3．3V，中頻輸出口外接負載為800Ω，具有面積小、噪聲系數低的特點。通過優化設計，在頻率從1～1．6GHz的范圍內，獲得了超過15dB的轉換增益，以及4dB的噪聲系數，輸入1dB增益壓縮點(P-1dB)為-17dBm，功耗為29mW。
關鍵詞：混頻器；低噪聲；轉換增益

0 引言
隨著GNSS(Global Navigation Satellite System)的不斷發展和中國北斗二代衛星導航系統的加快建設，衛星導航定位系統在各領域的應用將更加廣泛和深入，更低功耗、更低噪聲、更低成本的衛星接收芯片已成為當前研究的熱點，而作為射頻前端電路中實現頻譜搬移的混頻器，是十分重要的模塊。
本文研究的最終目的是得到一個寬帶應用的低噪聲混頻器，適用于GNSS接收機。

1 設計指標
這個混頻器設計的目的是實現一個寬帶應用的低噪聲混頻器，帶寬能夠覆蓋GNSS所有頻段(1GHz～1．6GHz)的混頻器，所要求的指標如下：1)輸入射頻頻率：1～1．6GHz；2)中頻輸出頻率：46MHz；3)射頻功率：-120～-30dBm；4)本振功率：-10dBm；5)工作電壓：3．3V；6)轉換增益：10dB；7)噪聲系數：4dB；8)1dB壓縮點：-17dBm。

2 混頻器的整體設計
混頻器的電路設計圖如圖1所示。

負載電路由R1、C1、R2、C2組成，分別構成了兩個RC一階低通濾波器，用于濾除泄漏到混頻器輸出端口的LO和RF等高頻信號。
在跨導級，Q8、R9和Q5、R7以及Q8、R9和Q6、R8構成了比例式鏡像電流源電路。其中，基極電阻R7和R8必須足夠大，保證射頻信號功率很好地注入到Q5和Q6，同時防止干擾信號從基極電阻串擾射頻信號。但是，基極電阻也不能太大，否則造成跨導管的基極電流太小，從而影響工作點，導致增益的下降。因為輸入的是差分信號，要求R7和R8相等，Q5和Q6尺寸一樣。
在開關級，Q7連接成二極管的形式，給開關管提供偏置電壓，Q1～Q4為完全一樣的晶體管，基極電阻R5和R6也完全一樣，而且要求阻值足夠大，以使本振信號功率有效注入開關管。R4和R3分別用來設置偏置電流的大小和開關級偏置電壓的大小，這兩者都不能太大，否則支路電流小，從而影響跨導管工作點的設置，靈活調整兩者的比例，可以讓電壓的分配更合理。電路中C1、C2電容值為2pF；偏置晶體管Q7和Q8選擇尺寸比較小的管子，目的是節省功耗，它們的型號為N05005011SH。各個電阻的取值如表1所示。

3 仿真結果
在對增益和噪聲進行分析的時候，我們使用了ADS提供的“MixConvGainNF Schematic Template”環境進行仿真。在輸入射頻信號頻率為1．575GHz，功率為-85dBm，輸出中頻為46MHz，輸入本振信號功率為-10dBm的時候，測得的轉換增益(conversiongain)為15．79dB，單邊帶噪聲系數為4dB。如圖2所示。

本設計混頻器應用于GNSS接收機，它要求接收的射頻信號頻率范圍在1～1．6GHz之間，本混頻器也要求在這范圍內擁有較高的增益和較低的噪聲系數。圖3為這一變化范圍內的增益和噪聲，這是經過多點測試，然后用描點法描出來的。

另外，線性度也是混頻器需要考慮的一個重要問題。一般從天線接收進來的GNSS射頻信號功率在-110～-55dBm之間，經過低噪聲放大器放大后，輸入到混頻器的射頻信號功率大約在-100～-40dBm之間。我們知道，當輸入信號功率變大，混頻器會出現增益壓縮的現象。圖4為混頻器的1dB增益壓縮點仿真結果。

4 結果分析
根據圖3仿真結果可以看出，在從1～1．6GHz的600MHz帶寬范圍內，增益下降不到2dB，均大于15dB，提供了足夠的增益，符合增益設計要求。另外，噪聲系數也出現了較小范圍內的變化，實現了寬帶低噪聲，符合設計要求。根據圖4仿真表明，該混頻器的1dB增益壓縮點為-17dBm，線性范圍滿足應用要求，也符合項目設計要求。