高PF反激臨界模式開關電源的環路設計
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其中極點的頻率為，可以使得存兩倍電網頻率處增益遠小于1，而零點位于開環增益過零附近來提升相位，以保證相位裕度。
由于電網變換或負載變化將引起誤差放大器的變化，其變化量為△Vcomp在乘法器輸出端修正整流正弦波電壓的幅值Vcx，因此，乘法器方塊的傳遞函數為：
其中RS是檢測電阻。
小信號分析指出，反激拓撲中電流控制模式下的功率級傳遞函數為：
反饋網絡可以有不同的結構，文中考慮的是使用光耦作為初級與次級電氣隔離、TL431作為參考電壓和放大器組成的結構。圖3為電路采用的反饋網絡電路圖，增益H(S)可以寫為：
其中CTR為光耦傳輸比。本文引用地址：http://www.104case.com/article/176316.htm
除誤差放大器，系統的開環增益G(S)為：G(S)=G2G3G4(S)H(S)，誤差放大器的增益G1(S)和開環增益G(S)在剪切頻率處應該滿足：F(S)=G1(S)G(S)=1且有45度左右的相位裕量。
3 環路參數設置和定量計算
3．1 環路參數設置
在設計控制環路時，首先選擇光耦的輸出晶體管工作電流Ic，一般選擇較小的電流值(如1 mA)，這樣不僅可以延長器件壽命，而且有利于實現在兩倍電網頻率處保持反饋網絡低增益，利于環路的穩定。因為L6561內部的參考電壓是2．5 V，所以閉環工作時VE的靜態值應在2．5 V附近，則R4的值可由式子計算出來：
電阻R5是光耦的限流保護電阻，同時有利于降低環路干擾，使系統不容易產生震蕩。R5的計算公式為：
其中1 V是光耦兩端的典型壓降。為了使反饋網絡可以在二倍工頻處取得比較低的增益，R5的值盡量取接近式(9)計算的最大值。然后根據輸出電壓選擇RO1和RO2：
其中2．5是TL431內部基準電壓，IRO2是流經RO2的電流。
電阻R2是L6561內部運放的反向輸入端電阻，用于檢測疊加在VE上的紋波電壓，R2是為了保證該疊加的紋波電壓不會使L6561進入動態過壓保護狀態(即進入COMP腳的輸入電流不應大于40μA，否則芯片進入過壓保護狀態)，因此R2近似為：
與RO1和RO2并聯的電容(一般為μF范圍)起軟啟動功能，避免建立輸出時電壓過沖，特別是輕載。
3．2 定量計算
為了保證在半個電網周期內維持Vcomp為恒定值和電路具有較高PF值，要求控制環路的帶寬應該不大于100 Hz，所以環路的帶寬只能降低，設計時取整個開環電路的穿越頻率為50 Hz，相位裕量大于45度。
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