高PF反激臨界模式開關電源的環路設計

摘要：目前開關電源市場上單端反激式的開關電源占有很大的份額，控制環路的設計是反激電源中關鍵的步驟之一。主要對基于L6561臨界(TM)模式下高功率因數(PF)單端反激式開關電源的控制環路設計進行了論述，文中通過對環路中各級的傳遞函數進行了定性分析和定量計算，進而給出了環路的補償電路。通過選擇合適的相位裕量來保證系統的穩定性，并通過圖解法驗證了該環路可以使系統具有較好的穩定性。
關鍵詞：反激式電源；功率因數；控制環路；臨界模式

由于中小功率開關電源的市場前景很好，單端反激式開關電源不僅可以實現低壓輸出而且可以實現高低壓的電器隔離，進而提高了電源的安全性。文中主要對基于L6561的臨界模式下高PF反激式開關電源的環路設計進行了論述，其中反饋回路由PC817A和TL431組成，文中對環路的補償設計電路進行了定性分析和定量計算，通過選擇合適的相位裕量保證系統的穩定性，電源通過負反饋環路來控制在不同的負載下得到穩定的電流。

1 反饋環路概述
開關電源的控制方式有兩種：電流控制模式和電壓控制模式，兩種控制模式的傳遞函數有很大的不同，文中論述的是電流模式中峰值電流模式控制的環路設計。
1．1 反饋環路穩定的標準
環路穩定的標準：只要在增益為1時(即0 dB時)，整個系統的相移小于360度，則系統就是穩定的，即環路是穩定的。但是如果系統的總相移和接近360度(其中總相移和為控制環路中各級產生的相移和)，則可能產生以下2個問題：1)相移可能因為溫度、負載或者分布參數的變化而達到360度，從而使系統產生震蕩，造成環路不穩定；2)當相移越接近360度時，電源的階躍響應(負載的瞬時變化)超調量增加，延長輸出達到穩定值的時間。所以環路要留有一定的相位裕量，工程上一般相位裕量取45度左右。
1．2 常用的電流型環路補償方法
圖1給出了2種常用的電流型控制模式中的環路補償方法。

圖1(a)中補償網絡的傳遞函數為：，適用于電流型控制和工作于DCM(非連續電流模式)模式下的電源。補償網絡產生的初始極點可以使控制帶寬變窄，零點可以使系統在剪切頻率處的相位裕量。文中采用的是圖1(a)的補償方案。
圖1(b)中補償網絡的傳遞函數為：，極點同樣可以將控制環路的帶寬變窄，而零點則是用來抵消補償前的極點的，這樣不僅可以使環路的增益曲線在較低的頻率處達到0 dB，而且提高了穿越頻率附近系統的相位。

2 環路補償設計
2．1 反激變換器環路設計的特點
在反激拓撲中，由小信號模型的傳遞函數可知，反激中的連續模式(CCM)為二階系統，不連續模式(DCM)和臨界模式(TM)為一階系統。
基于L6561的具有高PF的反激變換器不像一般的變換器，在這樣的變換器中，控制環路帶寬應當很窄，以保證在給定的半個電網周期內維持Vcomp如同原先假定的為相當良好的常數，這樣才能保證高的PF；但窄的控制環路帶寬會降低系統對電網和負載的瞬態響應速度，影響電路的負載和線性調整率，于是環路設計時需在兩者之間折中。
2．2 環路設計
環路設計時因為誤差放大器本身是工作于負反饋狀態下，自身就有180度的相移，加上為滿足工程設計中的不小于45度的相位裕量，所以功率部分、反饋網絡和補償網絡的相移最多為135度。另外一般要求加入補償網絡后系統的環路增益曲線，在剪切頻率附近的增益斜率應該為-1(即-20 dB／10倍頻率)，這樣做的目的是因為-1的增益斜率所對應的相頻曲線相位延遲較小，且變換相對較慢，可以保證當某些環節的相位發生變化時相頻曲線仍然有足夠的相位裕量，使得環路保持穩定。
圖2給出了基于L6561臨界模式下高PF反激變換器的控制環路設計電路框圖。

圖2各個部分的傳遞函數如下：
L6561的內部誤差放大器(E／A)補償如圖1(a)所示。于是，傳遞函數G1(S)是：