基于單端正激模型的雙向DC-DC變換器研究
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階段2(反向放電)：續流管關斷、整流管導通。電感L將儲存的磁能轉化為電能與蓄電池一起向輸入側放電，電流流向如圖4(b)所示。
圖4 能量反向流動時的電路工作狀態：
(a)續流;(b)負載向電源放電
經過上面分析，當主開關管Q1導通時，假定變壓器次級電壓為U2，則流過電感L的電流iL線性增加，可以表示為：
(1)
當主開關管Q1關斷時，續流管(或其體二極管)導通時，忽略正向管壓降，則電感L上的電壓等于等于輸出電壓Uo，電感L中的電流按下式衰減：
(2)
可見電感L的大小只是影響到diL/dt，即只影響到電感電流的峰—峰值，電感電流的平均值應與輸出電流Io相等。
(3)
當輸入電壓及占空比固定時，輸出電壓與負載電流Io無關。
4 參數設計
綜合電源體積、系統效率、控制精度、器件耐壓等諸多因素的考慮[6-7]，選取的工作頻率f=50kHz，最大占空比Dmax=0.45。
雙向DC-DC變換器設計要求：輸入電壓Ui=48V;輸出電壓Uo=12V;輸出電流Io=30A;輸出電壓紋Vpp200mV;輸出濾波電感電流紋波Ipp400mA;變換效率η>80%。
4.1 高頻變壓器
變換器輸出功率：
Po=12×30=360W (4)
根據變換器輸出電壓與輸入電壓的關系，考慮到二極管的正向壓降和繞組的壓降，假定輸出電流為30A時壓降之和為+20%，則輸出為12V的繞組直流電壓為Uo=12×(1+20%)=14.4V。
(5)
選用軟磁鐵氧體R2KBD—EI40型號，飽和磁芯Bs=5100Gs，取磁感應強度變化量為3300Gs，有效截面積Sc=1.2cm2，窗口面積Q=1.76 cm2，所以SQ=2.112cm4。取效率η=90%，磁芯鐵的填充系數Kc=1，磁芯銅的填充系數為Ku=0.4，電流密度j=500A/cm2，則
6)
說明該磁芯有一定的余量。
高頻變壓器原邊繞組匝數：
(7)
則變壓器副邊繞組匝數N2=16/1.5=10.6，取N2=11匝。
對變壓器復位繞組進行計算，首先根據變壓器伏妙積平衡的原則計算復位電壓：
Ur= Uin tonmax/ tffmin=48×0.45/0.55 39.27 (8)
然后可求得負責變壓器原邊磁通復位的第三繞組匝數N3為：
N3=U1×N1/ Ur 48×13/39.27 16匝
變壓器原副邊電流有效值分別為I2=30A，I1=(N2/N1)×I2=20.6A，I3=I1=20.6A。選取j=500A/cm2，線徑為1.6mm的導線、有效截面積為2mm2的銅導線，原副邊導線截面積為S1=0.0412cm2、S2=0.06cm2、S3=0.0412cm2，N1并繞根數為S1/ Sc=2.06，取2根，N2并繞根數為S2/ Sc=3，取3根，同樣N3并繞根數為2根。則窗口利用系數：
(10)
說明繞組能夠繞下，變壓器共3個繞組，為了減小其漏感，可采取并繞的方式繞制。
4.2 輸出濾波電感
計算輸出濾波電感的電感量，應首先確定流經電感的電流ΔIL的大小。從電感線圈的外形尺寸、成本、過度響應等方面考慮，根據設計要求，為更好地抑制輸出電流中的紋波含量，ΔIL取0.4A，約占輸出電流的5%，則輸出濾波電感大小為：
Lf=[U2min-(Uo+Uf)]/DIL□ton max (11)
U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (12)
其中：Uf為變壓器二次側管壓降與輸出濾波電感電壓降的總和，在此取Uf為輸出電壓的10%，則
U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (13)
Lf=396μF (14)
根據實際情形選取Lf為650μH。
4.3 輸出濾波電容
輸出電容的大小主要是由輸出紋波電壓抑制為幾mV而確定的，也就是由ΔIL以及輸出電容的等效串聯電阻ESR確定。在此輸出紋波電壓取為0.2V。其等效串聯電阻ESR為：
ESR=DUr/DIL=0.2/0.4=0.5Ws (15)
取輸出濾波電容大小為200μF/25V的無極性CBB電容。
4.4 功率開關管
根據前面對變換器工作過程的分析可以知道，在開關管關斷時，其上承受的電壓最大：
(16)
(17)
考慮到磁化電流和紋波電流的斜率，Ic應有10%的裕量，即為21.725A。為了可靠性及在調整電感量大小時有可能失控，實際選擇時應為此電流值的兩倍。故可選擇摩托羅拉公司的MUR5020快恢復二極管，其工作正向平均電流為50A，反向電壓為200V，功率開關管選擇IR公司的IRF540MOSFET。
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