高壓直流開關電源的設計與實驗研究
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2．2．1 移相全橋ZVS的實現
開關管零電壓關斷的原因是由于存在結電容，導致兩端電壓不能突變。零電壓開通則需要足夠的能量給將要開通的開關管結電容放電，給關斷的開關管結電容充電，同時還要抽走變壓器初級繞組中寄生電容CTR中的電荷。對于超前橋臂，該能量由諧振電感Lr和折算到初級的濾波電感Lf串聯共同提供，Lf很大，所以容易實現ZVS。而對于滯后橋臂，由于此時變壓器次級被短路，能量僅由Lr提供，所以滯后橋臂實現ZVS較困難。特別是負載很輕時，Lr中的能量不夠完成結電容的充放電轉換，滯后橋臂就不能實現ZVS。為滿足滯后橋臂的ZVS，必須使Lr取值較大。
2．2．2 次級占空比丟失問題
次級占空比Ds小于初級占空比Dp，其差值即為次級占空比丟失，即Dlose=Dp-Ds。占空比丟失原因是初級電流ip由正向(或負向)變化到負向(或正向)，負載電流需要一段時間，即為圖3中的[t3～t6]和[t12～t15]。在這段時間內，雖然初級有電壓，但ip不足以提供負載電流，次級整流管全部導通，變壓器初、次級短路，負載處于續流階段，整流輸出為零。這樣次級就丟失了[t3～t6]和[t12～t15]這兩段時間的方波電壓，它與開關周期Ts的比值即為Dloss，Dloss=(t3,6+t12,15)／Ts=2t3,6／Ts，其中t3,6=Lr[ILf(t3)-ILf(t6)／K]／Uin，則可得：
Dloss=2Lr[ILf(t3)-ILf(t6)／K]／(UinTs) (3)
由式(3)可知，Dloss與Lr和iLf成正比，與Uin和變壓器變比K成反比。因此，Lr的值需權衡取值，既要在盡可能寬的范圍內保證軟開關，又不能太大，以免造成較大的占空比丟失。
2．2．3 諧振電感的選取
滯后橋臂要實現ZVS，Lr必須滿足：
式中：I為滯后開關管關斷時ip的大小；Coss為開關管在Uin時的輸出電容。
選擇在1／3負載以上實現滯后橋臂軟開關，要求輸出濾波電感電流的最大脈動量△ILf為最大輸出電流的20％，則：
I=(Io／3+△ILf／2)／K=4．09 A (5)
由式(4)可求出Lr>19μH，實際選擇20μH。
2．2．4 次級整流橋輸出寄生振蕩的抑制
ZVS移相全橋變換器輸出整流二極管都未工作在軟開關狀態，存在反向恢復的過程。在輸出整流二極管換流時，Lr(包括變壓器漏感)和整流橋二極管的結電容及變壓器寄生電容之間會發生諧振，使整流橋輸出產生寄生振蕩和電壓尖峰。此處通過初級加箝位二極管來解決這一突出問題。為詳細說明箝位二極管的抑制作用，針對圖3中t∈[t7，t8]這一模態進行分析：在t7時刻，由于Lr與CVDR1和CVDR4諧振工作，使得兩者的電壓上升至Uin／K，此時uBC上升至Uin，C點電位變為零，箝位管VDVQ2導通，將uBC箝位在Uin，則CVDR1和CVDR4的電壓被箝位在Uin ／K，防止其電壓繼續上升，從而消除了整流橋的振蕩尖峰和二極管反向恢復造成的損耗。此時，iLr=-I4，ip=iLr+iVDVQ2。到t8時刻，iVD VQ2線性下降至零，VDVQ2自然關斷，模態結束。
2．2．5 變壓器初級直流分量的抑制
實際電路中，開關管的開關速度或導通壓降不同或開關管的驅動信號不一致時，功率轉換電路便工作在不平衡狀態。此時磁通變化幅度不相同，工作區域將偏向一個象限，引起磁芯單向飽和并產生過大的ip，從而導致開關管的損壞，最終使變換器不能正常工作。為了讓全橋變換電路更可靠的工作，抑制變壓器初級電壓的直流分量采用變壓器初級串接隔直電容Cb。Cb和輸出濾波電感折算到初級的電感值形成串聯諧振網絡，諧振頻率表達式如下：
折算到變壓器初級的濾波電感值LLf=K2Lf。為了盡可能讓Cb充放電呈線性化，fT必須遠小于變換器的開關頻率fs，取fr=0．1fs，由式(6)，LLf=K2Lf及fr=0．1fs可求得Cb=1．2μF，實際取兩個1μF／400 V的云母電容并聯。
3 控制系統的設計
3．1 APFC控制方案
APFC控制采用平均電流法，系統框圖見圖4。采用電流、電壓雙閉環控制，電流環使輸入電流更接近正弦波，電壓環使APFC輸出電壓穩定。本文引用地址：http://www.104case.com/article/175941.htm
此處通過APFC控制器UCC3818實現雙環控制，其輸出的PWM脈沖可直接驅動開關管。雙環調節器如圖5所示。
通過計算電壓、電流環增益和穿越頻率即可確定相應PI參數，實際設計參數為：Ru=56 kΩ，Cu1=3．3μF，Cu2=0．3μF，Ri=16 kΩ，Ci1 =Ci2=1．1 nF。
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