基于復合型單開關PFC預調節器的設計
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M1：在此模態下，CPFC兩端電壓UCPFC的反饋信號UN2大于輸入整流電壓，即
|Ui|≤UN2=KUCPFC其中
。開關管導通期間VD1和VD2反向截止，輸入電流為零，因此輸入功率為零。開關管截止期間，存儲在CPFC中的能量傳遞到負載，此時電路相當于一個Boost變換器，可以用四區角θ定義M1的時間
式(1)中：Upk為輸入電壓峰值。式(1)表明死區角不僅與UCPFC和Upk有關，還與變壓器匝數比K有關。減小K值可以提高功率因數和減小輸入電流諧波含量。
M2：當輸入電壓高于反饋電壓，即|U|≥UN2=KUCPFC時，變換器工作在M2狀態。開關管導通時，Lb1兩端的電壓等于整流輸入電壓減去反饋電壓UN2，即
ULb1=|Ui|-KUCPFC (2)
因為PFC級工作在DCM，開關導通期間輸入電感電流從零開始線性增加，如圖7所示。此時VD1反向截止，磁化電流
iM=iN1+iCPFC=KiN2+iCPFC (3)
式(3)表明磁化電流時由CPFC的放電電流和整流電流兩部分組成的CPFC和輸入端共同提供磁化能量。
在1個開關周期內輸入電流是斷續的，磁化電流是連續的，因此開關管截止期間CPFC向負載提供一部分能量。本文引用地址：http://www.104case.com/article/175729.htm
M3：隨著輸入電壓的增加，在1個開關周期內輸入電流將大于磁化電流。此時變換器進入M3狀態，其主要波形如圖8所示。CPFC的充電電流為
iCPFC=iM-iN1=iM-KiN2 (4)
在開關導通期間，隨著輸入電流的線性上升，輸入端將同時想磁環電感和CPFC提供能量；在開關截止期間，M3時的工作狀態與M2時相同。一旦電壓經過峰值并減小到一定程度，變換器又將進入M2狀態。隨著電壓進一步減小，變換器再次進入M1狀態。
4 結論
該復合型單開關PFC預調器結構簡單，并且可以減小儲能電容的容量。由于輸出電壓基本恒定，因此便于下一級DC／DC變換器(AHB)的優化設計。加附加繞組N2后，可使CPFC兩端的電壓420 V，同時使輸出電流諧波滿足IEC1000-302的要求，使用上述簡易電路不但可以減少過沖現象，而且還可以縮短預調節器上電的時間。
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