基于PWM電流型DC/DC變換器的研究

　　3.3 UC3825B 的限流和占空比控制

　　變壓器初級電流流過取樣電阻R后，在R兩端產生正比于初級電流的電壓，該電壓經 RC 濾波加到 UC3825B 的9腳，從而實現逐周限流。正常工作狀態下，UC3825的9腳輸入電壓必須低于1V 門限電壓。9腳輸入電壓超過1V時，脈寬將隨之變窄。當9腳輸入電壓超過1.4V時，輸出電流中斷，并且 UC3825B 開始軟啟動程序。

　　利用斜坡 RAMP 腳（7腳）輸入信號， UC3825B 可以實現電流型控制或常規的占空比控制。當該腳接定時電容器時，UC3825B 可以實現占空比控制。當 RAMP 腳接電流取樣電阻時，UC3825B 可以實現電流型控制。在這種應用電路中，初級電流波形經過很小的RC濾波網絡后，產生斜坡波形。RC網絡的作用是斜率補償。該輸入信號的動態范圍為1.3V,通常用來產生 PWM 斜率補償。

　　3.4 同步整流電路

　　過去低電壓輸出的 DC/DC 開關變換器采用肖特基二級管作為同步整流管，其正向壓降約為0.4 ~0.65V,低電壓、大電流時通態功耗很大。因功率MOSFET管的正向壓降很小，所以用功率MOSFET管作為輸出的整流管。與肖特基二極管相比，用功率 MOSFET 管的優點除了正向壓降很小外，還有阻斷電壓高，反向電流小等優點。圖2所示為輸出全波同步整流電路。功率MOSFET管VT1、VT2為兩個整流管（VD1、VD2分別為VT1、VT2內部反并聯二極管）。當變壓器次級繞組同名端為正時，VT2、VD2同時導通，VT1、VD1阻斷 ,在L1續流期間，VT1、VT2截止，VD1、VD2同時導通續流；反之，當變壓器次級繞組同名端為負時，VT1、VD1同時導通，VT2、VD2阻斷，在 L1續流期間，VT1、VT2截止，VD1、VD2同時導通續流。

　　采取此功率 MOSFET 管整流電路，可以大大提高整流效率。輸出+5V/20A,采取導通電阻10mΩ的功率 MOSFET 管，則導通損耗為：

　　PON=10mΩ×（20A）2=4×103mW=4w

　　如果采取肖特基二極管整流電路，肖特基二極管的導通壓降取0.6V,則導通損耗為：

　　PON=0.6V×20A=12w

　　可見僅整流管損耗就減小8W,效率約能提高6%.

　　3.5 變壓器的制造

　　初級繞組 N2與次級繞組 N4之間具有較緊密的耦合；而初級繞組 N1到初級繞組 N2之間的耦合不很嚴格。

　　3.6 高頻設計

　　需要特別注意外部導體和元件的布置，減小不必要的電感和電容影響。所有的導線長度必須盡可能地短。印制電路板應仔細地布置元件及其連接。功率 MOSFET 管柵極的電阻應選碳成分的電阻，以降低串聯電感。

　　4 結論

　　利用高頻電流型 PWM 控制器 UC3825B 研制的100W、1MHz 電流型 DC/DC 變換器在設計上完全滿足指標要求；并且，由于采用功率 MOSFET 管全波同步整流電路，使效率高達86%;這也表明電流型控制具有許多優勢。