基于MC33262的高功率因數AC/DC變換器研制

圖3 所示APFC 電路主要由控制器IC 芯片MC33262 、MOSFET 功率管Q1 、升壓電感器L4 、升壓二極管D2 、輸出濾波電容EC2 及反饋環路組成.APFC 變換器的工作原理基于升壓電感L4 的電流與電壓之間的物理關系. 在Q1 導通時,升壓二極管D2 截止,濾波電容EC1 通過負載放電. 當Q1 由導通躍變為關斷時,L4 產生的突變電勢使D2 正向偏置導通,L4 中的儲能經D2 釋放,對EC2 充電. 由于Q1 和D2 交替導通,使整流橋輸出電流經L4 連續流動. 這就意味著整流二極管在交流電源的半個周期內,導通角趨于180°. 該電路采用雙環反饋控制方案. 內環反饋的作用是將全波整流輸出直流脈動電壓通過R003 和R004 組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 第3 腳,以保證通過L4 的電流時刻跟蹤輸入電壓按正弦規律變化的軌跡. 通過L4 的三角形高頻電流的峰值包絡線正比于輸入交流電壓,其平均電流則呈正弦波形,這就意味著電源輸入電流也呈正弦波. 外環用作APFC 變換器輸出直流電壓的反饋控制. 直流輸出電壓通過R005 和R009組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 的第1 腳,MC33262 輸出PWM 驅動信號調節MOSFET 功率管的占空比,以使輸出電壓穩定.

圖3 　APFC實驗電路結構圖

交流輸入電壓經橋式整流,輸出100 Hz 的正弦半波直流脈動電壓,能夠比較真實反映交流(AC) 輸入電壓波形的全波整流電壓,經過電阻分壓器分壓、小電容C004 濾除高頻噪聲輸入到芯片內部的乘法器. 濾波電容EC2 兩端直流電壓通過R005 和R009分壓輸入到芯片內部誤差放大器的反相端,并與誤差放大器同相端精密參考電壓V ref比較,產生一個直流(DC) 誤差電壓,作為一象限乘法器的另一路輸入. 當AC 輸入電壓從零按正弦規律變化到峰值時,乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門限,迫使通過MOSFET 功率管Q1 的峰值電流跟蹤AC 輸入電壓的變化軌跡. 流過MOSFET 功率管Q1 的電流在電阻R010 上轉換為電壓信號,輸入到芯片第4 腳,經過芯片內置阻容( RC) 低通濾波器, 輸入到MC33262 芯片內電流檢測比較器的正向輸入端. 電感L4 電流的波形呈高頻鋸齒三角波,在電流值從零增長到峰值的過程中,Q1 是導通的. 乘法器的輸出則是電感峰值電流的參考電壓,只要在R011 上的傳感電壓超過電流檢測比較器的門限電壓,片內邏輯電路動作,輸出MOSFET 功率管關斷信號. 升壓電感L4 的副邊繞組Ns 將感應電壓經D1 整流EC1 濾波,作為MC33262 芯片啟動后的輔助電源;Ns 還用做L4 的高靈敏度的電流傳感器. Ns 將流過L4 的電流檢測后,經限流電阻R007 輸入到片內零電流檢測器,只要電感電流一降至芯片所設置的“零”電平, 零電流檢測器則通過置位門鎖驅動MOSFET 導通.

升壓電感器L4 選用鐵氧體材料鐵芯和李氏漆包線繞制,原副邊線圈匝數比為60/ 6. 原邊Np 繞組的電感為580μH ,副邊Ns 是輔助電源及零電流檢測繞組.

3 　實驗結果

實驗結果顯示該AC/ DC 變換器在較寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩定的直流電壓400 V 輸出,紋波峰峰值在8 V 以下,輸出額定功率達150W ,滿載下效率η= 95 % ,功率因數λ≥0. 99 ,輸入電流總諧波畸變D 6 %. 圖4 和圖5 所示記錄了芯片3 腳的采樣輸入電壓、交流輸入電流波形. 圖6 所示為MOSFET 上源極電阻上的采樣電壓波形,它反映了流經MOSFET 上的電流波形,即電感儲能階段電感電流波形. 可看出由于MOSFET 開關頻率很高(將近70 kHz) ,在開關關斷過程中源極電阻上有較強的干擾電流流過,示波器記錄波形上出現不少尖峰毛刺. MC33262 芯片內已預先設置了RC濾波器對該信號做濾波處理,不過一般可在4 腳與源極電阻間考慮再增添一外部RC 濾波電路,增強抗干擾效果.

圖4 　芯片3 腳電壓采樣輸入波形

圖5 　輸入電流電阻采樣波形

圖6 　MOSFET上導通電流電阻采樣波形

4 　結語

由MC33262 構成的功率因數校正電路外圍結構簡單,電路元器件少,電路的體積和成本下降,提高了系統的可靠性. 目前這種APFC 技術已經在開關電源、電子鎮流器等諸多領域得到了應用. 該APFC 電路采用峰值電流控制方式,屬于準連續電流模式,MOSFET 開關頻率很高,這對EMI 濾波電路的設計有較高的要求. 不過該系列芯片與其他采用連續模式的APFC 芯片相比有著較高的性價比,值得作進一步完善研究.