PWM變換器中輸出變壓器偏磁的抑制

摘要：分析了PWM開關型變換器中，變壓器直流偏磁問題產生的原因。給出了一種解決直流偏磁較為實用的拓撲電路，并分析了它的工作原理。該電路的有效性在20kHz/2kW的全橋逆變電源中得到了驗證。

關鍵詞：變換器；偏磁；脈寬調制

0 引言

在PWM開關型變換器中，或多或少都存在著變壓器直流偏磁問題，只是在不同的場合嚴重程度不同而已。偏磁的后果是十分嚴重的，輕則會使變壓器和功率半導體模塊的功耗增加，溫升加劇，嚴重時還會損壞功率模塊，使其不能正常工作。PWM控制的全橋逆變電源，經常會因各種不可預見的因素，使其兩橋端輸出電壓脈沖列在基波周期內正負伏秒值不相等，從而導致輸出變壓器中存在直流分量，引起單向偏磁現象，嚴重威脅到系統的正常運行。為了防止或減少變壓器中的直流分量，以逆變橋各橋臂中點電壓作為反饋來抑制直流偏磁。本文采用了一種較為簡單的電路拓撲來實現，經在20kHz/2kW的全橋逆變電源中應用，證明該電路有效、實用。

1 高頻變壓器偏磁機理

根據電磁感應定律，為分析方便，不妨設繞組電阻、漏感、變壓器分布電容等都為零。這樣，加到變壓器初級繞組的電壓u1和繞組感應電勢相平衡。因此有

u1=N1=N1SKT（1）

式中：B為鐵心的磁感應強度；

S為鐵心截面積；

N1為初級繞組匝數；

KT為鐵心面積的有效系數；

φ為變壓器主磁通。

由式（1）可得磁感應強度

B(t)=u1dt＋Br（2）

式中：Br為t=0時鐵心中的磁感應強度。

為分析方便將式（2）寫為增量形式，并考慮到在PWM逆變器中，u1為幅值恒定的脈沖量，因而磁感應強度增量變為

ΔB(t)=（3）

從而磁感應強度增量ΔB(t)成為時間的線性函數。對于全橋PWM型逆變電路，正常情況下，變壓器正、反方向的方波“伏－秒”面積相等，鐵心的磁感應強度與方波脈寬成正比，變化如圖1(a)所示，且磁化曲線對原點對稱。當變壓器原邊含有直流成分時，PWM型變換電路的正、反方向的方波“伏－秒”面積不再相等，磁通將向某一方向逐漸增加，磁化曲線不再對原點對稱,最終導致變壓器鐵心磁感應強度飽和，變化如圖1(b)所示。由于變壓器的原邊等效阻抗對直流分量只呈現電阻特性，且原邊繞組內阻很小，因此，很小的直流分量就會在繞組中形成很大的直流激磁磁勢，該直流磁勢與交流磁勢一起作用于變壓器原邊，造成變壓器鐵心的工作磁化曲線發生偏移，出現關于原點不對稱，即所謂的變壓器偏磁現象。當偏磁嚴重時，鐵心將進入單向飽和，這時鐵心磁導率將急劇下降，原邊等效電感迅速減少，激磁電流迅速增大，導致變壓器過熱，最終導致器件毀壞。

(a) 電壓對稱時

(b) 電壓不對稱時

圖1 變壓器磁化曲線

造成“伏－秒”面積不等的具體原因有：

1）功率半導體模塊(IGBT)開關速度的差異；

2）功率半導體器件(IGBT)通態壓降的差異；

3）各種信號傳輸延遲的不同；

4）電路設計不當，工藝欠妥。

目前，在各種形式的全橋PWM變換器中，都存在著不同程度的偏磁問題，為此在很多文獻中提到了各種解決方法。一般多采用在變壓器原邊串聯電容，利用電容特有的隔直特性將原邊中的直流分量濾除。這種方法雖然簡單但有一定的局限性，因為，所有的原邊電流都要流過隔直電容，使電容的工況相當嚴重，電容的可靠性及壽命將嚴重地制約變換器的可靠性。

2 一種抑制偏磁的簡單電路拓撲及其工作原理

如圖2所示，在PWM全橋逆變電源輸出端，采用通過霍爾電壓傳感器(HL)隔離的差動高阻積分電路，通過此電路可直接地實時檢測橋端輸出電壓脈沖列uAB的直流分量，圖2中積分環節輸出電壓um波形如圖3中所示，為標準的三角波（暫不考慮死區）。其上升時間即為ugs1的脈寬（亦即S1及S2的開通時間），并且以固定的du/dt上升。其下降時間為ugs2的脈寬（即S3及S3的開通時間）。控制電路補償過程如下：以ugs1為參考脈沖方波(固定的脈寬及占空比D，且50％>D>40％)，控制S1及S2的通斷；而以ugs2為可調脈沖方波去控制S3及S4。在一個基波周期內，C1充電時間和充電速度固定，其充電量亦確定，此充電量確定了放電過程的時間，亦即ugs2的占空比。由此可見，S3及S4的開通時間由S1及S2的開通時間決定，其結果是消除了高頻變壓器中的直流分量。假設某種原因導致ugs1的D變大，則S1及S2管的導通時間變長，C1中充電量增大，其放電時間相應變長，從而使ugs2的占空比增大，S3及S4的開通時間也增大，從而達到了消除直流分量的目的。反之亦然。

圖2 主電路及控制電路拓撲