基于模糊控制的高靈敏GPS接收機設計
加入技術交流群
在載波環中，通過積分一清零消除信號ip(t)與qp(t)中的高頻信號成份和噪聲，以提高載噪比，它發揮著相當于低通濾波器的作用。因為這里的積分運算是將I路與Q路上的信號分開來進行，而不是將兩者混和起來，所以這種積分稱為相干積分，而相應的積分時間就稱為相干積分時間Tcoh。若t1代表積分初始時間，對式(2)、(3)所示的相關結果ip(t)和qp(t)分別進行時間Tcoh的積分可得：
式(7)表明相干積分結果的幅值Ap(n)呈關于頻率誤差fe的sinc函數，其中橫軸為頻率差異fe，其主要由衛星運動、用戶的動態性和接收機晶體振蕩頻率漂移導致。如果相干積分時間Tcoh越長，sinc函數曲線在橫軸方向上越被壓縮，于是在相同大小的頻率誤差fe條件下，相干結果受到的削弱程度越高。因此，為了容忍可能出現的較大頻率誤差，接收機跟蹤環路應當選用較短的相干積分時間。
相干積分時間Tcoh是接收機設計的一個關鍵參數，也是GPS接收機設計中的一種妥協處理：一方面，為了增強濾波效果，降低噪聲和提高跟蹤精度，積分濾波器長；另一方面，為了支持用戶的高動態性，讓跟蹤環路能更大程度地容忍由用戶運動而導致的頻率跟蹤誤差fe，并且限制頻率誤差損耗，積分濾波器的通帶帶寬必須盡量寬，也就是說Tcoh的值應該盡量地短。可見，相干積分時間的取值問題必須兼顧接收機的噪聲和動態兩個方面的性能。
1．2 碼延遲鎖定環路
接收機碼環首先通過C／A碼發生器復制一個其希望跟蹤的那顆GPS衛星所發射的、具有一定相位的C／A碼信號，并將這一復制C／A碼與接收信號做相關運算；然后碼相位鑒別器檢測所得的相關幅值是否達到最大，并且從中估算出復制C／A碼與接收C／A碼之間的相位差異；將濾波后的碼相位差異作為C／A碼數控振蕩器的控制輸入，以相應調節C／A碼發生器輸出的復制C／A碼的頻率和相位，使復制C／A碼與接收C／A碼保持對齊。
對圖1中的相關器進行1 ms的相關運算，混頻結果進行相干積分，分別計算出E和L支路上的積分結果IE(n)，QE(n)，IL(n)和QL(n)。相干積分值的大小除與頻率誤差fe和自相關值R(τe)有關以外，還分別與載波環相位跟蹤誤差φe和余弦值、正弦值成正比。如果載波環所采用的鎖相環未到達穩態，或者載波環采用鎖頻環的形式，那么相位差異φe很可能既不為零，也不是一個恒定值，于是接收信號能量會隨機分散在兩個支路上，這使得碼環不能僅根據支路上的相干積分值就可靠地檢測出C／A碼的相關值大小。為了避免這種過度依賴載波環的工作形式和狀態，碼環經常采用非相干形式來檢測相關結果。它將對應于同一碼相位延時支路的兩個分支上的相干積分結果進行平方后相加，所得的結果稱為C／A碼的自相關功率。自相關幅值分別為：
盡管C／A碼自相關幅值仍均與sinc(feTcoh)的絕對值成正比，但是不再受到復制載波相位正確與否的影響，從而使碼環變得更加具有魯棒性。非相于積分時間定義為Tcn=NncTcoh，即每個非相干積分值需要經過Tcn長的時間才能得到。雖然非相干積分中的積分運算能增大信噪比，但是平方運算引入了平方損耗LSQ。根據式(8)得到如下的相關信號功率：
式中
的均值不等于零，因為平方運算造成了噪聲功率的放大，這種噪聲不能被積分器濾除，也就是平方損耗的根源。為了抑制平方損耗，信號在非相干積分前必須具有較高的信噪比，而選擇較長的相干積分時間；雖然有助于提高信號在非相干積分后的信噪比，但是也使得非相干積分更容易受到頻率誤差的影響。因此，在非相干積分時間Tcn固定的情況下，接收機可選擇相干積分時間Tcoh和非相干積分數目Nnc的不同配對組合，從而調和頻率誤差與平方損耗之間的矛盾，優化接收機的噪聲性能。2 模糊控制環路設計
在GPS接收機跟蹤環路中，積分時間Tcoh和頻率跟蹤誤差fe之間存在相互矛盾的一面。當積分時間增加時，通過降低帶內噪聲功率從而提高跟蹤精度，但對由用戶運動而引起的跟蹤頻率誤差容忍度較小；反之，提高了接收機的高動態性能，但降低了跟蹤精度。因此為了獲得更高的動態性能和跟蹤精度，本文提出了一種受ELSE規則支配的模糊推理系統。由于ELSE規則的存在，該算法可以確保至少有一個規則能得到滿足，從而使得在任何輸入數據條件下都能成功地執行推理機制。模糊推理系統框圖如圖2所示。本文引用地址：http://www.104case.com/article/160305.htm
評論