高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族及其雙極性移相控制策略研究

式中：Ts為開關周期。

由于移相角θ和共同導通時間DTs/2均按正弦規律變化，且輸出濾波器前端電壓uDC為雙極性SPWM波，因此這種控制方式稱為雙極性移相控制。調節移相角θ可以實現輸入電壓或負載變化時輸出電壓的穩定。

2.2 穩態分析

設變壓器原、副邊漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一個開關周期內逆變器有12種工作模式，如圖3所示。

（a）一個開關周期內的穩態原理波形

（b）t=t1～t2

（c）t=t2～t3

（d）t=t3～t4～t5

（e）t=t5～t6

（f）t=t6～t7～t8

圖3 一個開關周期內的穩態原理波形

1）t=t1～t2：t1時刻，功率開關S1及S4實現了ZVS開通，輸出濾波電感電流iLf經功率開關S7及S8續流，交流側能量經D1及D4回饋到直流電源，如圖3（b）所示。

2）t=t2～t3：t2時刻S5實現了ZCS開通，在此換流重疊期間，iLf由S7、S8和S5、S6兩路流通，i2快速增長，i3快速下降；i1快速由負轉換為正，如圖3（c）所示。設變壓器原邊繞組感應電動勢為e，則有

e=Ui－Llk1=uACN1/N2=－uBCN1/N2（2）
uAC－Llk2=uDC=Lf＋uo（3）

uBC－Llk3=uDC=Lf＋uo（4）

i2＋i3=iLf（5）

i1=(i2－i3)N2/N1＋iM（6）

設磁化電感LM和輸出濾波電感Lf均遠大于漏感，磁化電流iM忽略不計，在換流重疊期間內iLf變化率很小，則可得

－uAC＋2Llk－Llk＋uBC=－2e＋2Llk=0（7）

e=Ui－2Llk＋Llk－Llk=Ui－2Llk（8）

e==Llk=－Llk（9）

由式（9）可知，i2及i3的變化率為N1Ui/（3N2Llk），i1的變化率為2Ui/(3Llk)，D、C兩點電位相等。當i2上升到iLf值時，i3下降到零。由于開關S8的阻斷，i3下降到零后不能負向增長，式（9）不再成立，開關S7與S5之間實現了ZCS軟換流。由式（9）可知，換流重疊時間tco為

tco(>=)t3－t2=3ILfm（10）

式中：ILfm為額定負載時濾波電感電流的峰值。

3）t=t3～t4：t3時刻，開關S5及S7之間軟換流結束。iLf經S5及S6流通，i1經S1及S4流通，能量從直流側傳遞到交流側，如圖3（d）所示。

4）t=t4～t5：t4時刻，開關S7零電流關斷，如圖3（d）所示。

5）t=t5～t6：t5時刻，開關S1及S4 ZVS關斷，C1及C4充電，C2及C3放電。開關S2及S3的漏源電壓uDS2、uDS3下降，如圖3（e）所示。

6）t=t6～t7：t6時刻uDS2及uDS3下降到零，然后，i1經D2及D3續流，變壓器原邊漏感能量和交流側能量均回饋到直流電源，如圖3（f）所示。t7時刻，S2及S3零電壓開通。

t7時刻以后的半個開關周期工作過程與前半及其開關狀態等值電路個開關周期相似。

3 仿真與原理試驗

設計實例：全橋全波式電路拓撲，雙極性移相控制策略，額定容量S=1kVA，輸入電壓（直流）Ui=270（1±10％）V，輸出電壓（交流）Uo=115V，輸出電壓頻率fo=400Hz，負載功率因數－0.75～0.75，開關頻率fs=50kHz，匝比N1/N2=22/22，濾波電感Lf=1mH，濾波電容Cf=4.7μF/250V。3．1仿真結果與討論

不同輸入電壓、不同負載時的穩態仿真波形，如圖4所示。圖4（e）中，uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分別為功率開關S1、S2、S5、S7的驅動信號。濾波器前端電壓uDC為三電平雙極性SPWM波；功率開關S1～S4實現了ZVS，功率開關S5～S8實現了ZCS；逆變器具有良好的負載適應能力和穩壓性能。仿真結果與理論分析一致。

（a）額定輸入電壓、額定電阻性負載

（b）額定輸入電壓、空載

（c）90％額定輸入電壓、額定感性負載