高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族及其雙極性移相控制策略研究

提出并深入研究了高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族及其雙極性移相控制策略。借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，該雙極性移相控制策略實現了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了這類逆變器固有的電壓過沖和換流重疊期間周波變換器的環流現象，實現了逆變橋功率器件的零電壓開關和周波變換器功率器件的零電流開關。仿真與原理試驗結果均證實了這種雙極性移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。

關鍵詞：高頻脈沖交流環節；雙極性移相控制；零電壓零電流開關；周波變換器；換流重疊

　0 引言

傳統的逆變技術雖然成熟可靠、應用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統動態特性差等缺點[1]。用高頻變壓器替代傳統逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統逆變器的缺點，顯著提高了逆變器的特性。高頻脈沖交流環節逆變器[1][2]具有雙向功率流、兩級功率變換（DC/HFAC/LFAC）、變換效率和可靠性高等特點，但存在周波變換器器件換流時的電壓過沖現象等缺點，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量，從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。

因此，在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環節逆變器固有的電壓過沖現象和實現周波變換器的軟換流，是這類逆變器的研究重點。

1 高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族

高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族，如圖1所示。這類電路由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構成，具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、變換效率高等優點。

圖1（a）及圖1（b）所示推挽式電路適用于低壓輸入變換場合，圖1（c）～圖1（f）所示橋式電路適用于高壓輸入變換場合；圖1（a），圖1（c）及圖1（e）所示全波式電路適用于低壓大電流輸出場合，而圖1（b），圖1（d）及圖1（f）所示橋式電路適用于高壓小電流輸出場合。

（a）推挽全波式

（b）推挽橋式

（c）半橋全波式

（d）半橋橋式

（e）全橋全波式

（f）全橋橋式

圖1 高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族

2 雙極性移相控制高頻脈沖交流環節逆變器穩態分析

2.1 雙極性移相控制原理

以全橋全波式電路拓撲為例，其雙極性移相控制原理，如圖2所示。輸出電壓uo與正弦基準電壓uref比較，經PI調節器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個載波信號uc1及uc2比較后，經上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導通，得到開關S5及S6的驅動信號。開關S7及S8的驅動信號分別與S5及S6的信號反相互補，并且有換流重疊時間（圖2中未畫出）。將載波信號uc1二分頻后得到開關S1和S4的驅動信號，反相后得到開關S2和S3的驅動信號。

（a）電路拓撲

（b）雙極性移相控制原理

圖2 高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲及其雙極性移相控制原理

讓周波變換器的功率開關S5與S7（S6與S8）之間存在換流重疊導通時間、功率開關S5與S6（S7與S8）按濾波電感電流iLf極性選擇導通，從而使得該控制方案具有如下優點：

1）周波變換器換流重疊期間實現了變壓器漏感能量的自然換流，實現了功率器件的零電流開關，解決了固有的電壓過沖現象；

2）實現了濾波電感電流的自然續流；

3）濾波電感電流極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環流現象；

4）每個開關周期內兩次交流側的能量回饋實現了逆變橋所有功率器件的零電壓開通。

功率開關S5、S6與S1、S4（S7、S8與S2、S3）之間的驅動信號均有相位差θ（0≤θ≤180°），在一個開關周期的共同導通時間DTs/2可表示為

DTs/2=Ts（180°－θ）/（2×180°）（1）