單極性PWM技術在雷達天線控制中的應用
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1．2 驅動和功率轉換電路設計
脈沖分配電路產生的單極性PWM脈沖，送入半橋驅動器放大。如圖2所示，國際整流器公司生產的IR2308和由IGBT組成的H橋驅動和功率轉換電路。IR2308在驅動高端柵極時，必須外接自舉二極管和自舉電容，當Vs腳通過低端IGBT和電機負載拉到地時，自舉電容由直流+18 V通過自舉二極管對電容充電；低端IGBT關斷時，電容通過IR2308的內部推挽結構經HO腳對高端IGBT柵極充電，使其飽和導通。IR2308內部死區保護單元為IGBT開關延時提供了死區時間，消除了“直通臂”的現象。在正常工作時，由于對側低端的IGBT始終開通，故此時自舉電容可以通過電機負載對地充電，減小了因對高端柵極的充電導致的自舉電壓降的波動，可以看出這是一個動態自舉的過程。
1．3 自舉元件的計算
自舉元件參數的選擇對自舉效果存在重要影響。以下方程詳述了自舉電容提供的最小充電電荷：
其中：Vcc為邏輯電路部分的電壓源，Vf為自舉二極管的正向壓降，VLS為低端IGBT上的壓降，VMin為‰與Vs之間的最小電壓。自舉電容漏電流ICbs(leak)僅與自舉電容是電解時有關，如果采用其他類型的電容，則可以忽略，因此盡可能使用非電解電容。自舉二極管必須能夠承受線路中的所有電壓；在圖2的電路中，當高端IGBT導通并且大約等于母線電壓Vbus時，就會出現此現象。自舉二極管的高溫反向漏電流特性在那些需要電容來保存電荷-段延時時間的應用中是一個重要的參數。同樣，為了減小由自舉電容饋入電源的電荷，應選用超快速恢復二極管。推薦自舉二極管的特性如下：最大反向電壓：VRRM≥母線電壓Vbus；最大反向恢復時間：trr≤100 ns；正向電流：IF≥Qbsf。
2 實驗驗證
2．1 實驗方法和器件參數選取
本實驗由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM發生器產生頻率f=20 kHz的脈沖寬度調制信號，PWM的占空比可調范圍為0％～90％，同時使用I／O口輸出方向信號；電動機采用100 V／2 A的直流伺服電機，電樞回路總電阻Ra=8．1 Ω。
使用H橋電路驅動100 V／2 A的直流伺服電機，所以要求H橋的母線電壓Vbus是100V，流過各開關的最大電流為2 A。因此電橋使用的IGBT的集電極一發射極間電壓VCES的絕對最大額定值應該大于100 V，集電極電流IC的最大額定值在2 A以上。對于電動機這樣的感性負載，當驅動電壓突動機產生的反電動勢燒壞開關器件，在H橋各開關中必須接入續流二極管，用于吸收反電動勢。很多開關用IGBT在集電極和源極之間內藏續流二極管，因此二極管的應該滿足峰值恢復電流Irr大于2 A(100 V／2 A的直流伺服電機)，反向電壓UR應該大于H橋供電電壓100 V。仙童公司生產的IGBTFGA25N120滿足上述要求，參數裕量很大，如表1所示。將表1中相關參數帶入公式(1)得出自舉電容提供的最小充電電荷Qbs=612．5 nC，代入自舉二極管正向電流公式即可計算出自舉二極管正向電流Ip≥12．25 mA，綜合考慮上面推薦的自居二極管特性，我們選用HER207。將最小充電電荷Qbs帶入公式(2)得到最小的自舉電容值C≥113．4 nF，選用220 nF的高壓瓷片電容。本文引用地址：http://www.104case.com/article/159273.htm
2．2 雷達天線實際應用中的效果
如圖2所示，H型雙極性PWM的電機電樞兩端平均電壓可以表示為：
UAB=τ(Vbus-2VCE(sot))，τ為占空比 (3)
當τ=0％時，此時UAB=0 V，電動機停止轉動。測得邏輯控制端，HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0，此結果與圖3(c)仿真邏輯一致。因為此時H橋的4個IGBT全部關斷，故此時不存在開關損耗；盡管電動機存在內部電阻，但此時沒有電流流過H橋，電動機也不消耗能量。當τ=100％時，其結果與τ=0％時完全相同。當τ=90％時，這個時候電壓的占空比很寬，天線處于一個比較高的轉速，測得流過電機電樞平均電流Iov為1．72 A，由(3)計算出電樞兩端平均電壓UAB=86．4 V，那么電源輸入功率為：
Pout=UABIov=86．4Vx1．72 A≈148．61 W (4)
電樞回路總的銅損耗為：
Ploss=Iov2Ra=(1．72 A)2x3．91 Ω≈23．96 W (5)
此部分能量浪費在電樞內部電阻上，轉變為熱能。由直流電動機穩態運行時的基本方程式：
UAB=Ea+EovRa (6)
其中：Ea為電動機的感應電動勢式(6)兩邊同時乘以Iov：
UABIov=EaIov+Iov2Ra (7)
即：Pout=PM+Ploss (8)
故電磁功率為：
PM=Pout-Ploss=148．61 W-23．96 W=124．65 W (9)
此部分功率由電功率轉換為電磁功率，從而拖動天線，測得天線的實際轉速n=6 r／min。此時的轉換效率為：
H型雙極性PWM的電機電樞兩端的平均電壓可以表示為：
UAB=α(Vbus-2VCE(sot)-(1-α)(Vbus-2VCE(sot))=(2α-1)(Vbus-2VCE(sot))，α為占空比 (11)
當α=50％時，此時UAB=0 V，電動機停止轉動。但是此時電機電樞兩端的電流是交變通斷的，因此會消耗功率電樞內部電阻上，同時IGBT由于每個周期的交替導通和關斷，會存在4個IGBT開關損耗。與單極性PWM占空比α=90％相對應的雙極性PWM占空比為UAB=95％，此時電樞兩端平均電壓=86．4 V。但在一個開關周期里，比單極性PWM電路要多出兩個IGBT開關損耗，同時電樞內部電阻在整個開關周期里都消耗功率。因此可以發現，雙極性PWM較單極性PWM電路在拖動天線時，浪費在開關損耗和銅損上的功率更多，從而導致轉換效率的降低，也降低了天線的轉速。
3 結論
上面設計的H型單極性PWM電路，克服了雙極性PWM電路在電機停止轉動時仍然有損耗的缺點；在電機運轉時，功耗也相應減小，提高了轉換效率，進一步提高了轉速。目前，市場上類似的H橋驅動器也能夠完成上述功能，比如美國國家半導體的LMD18200。但是類似的集成芯片母線供電電壓一般較低(一般只有幾十伏)、功率有限、而且價格昂貴。文中設計的電路，僅通過增加邏輯實現H型單極性PWM功能，母線供電電壓可高達上百伏。
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