采用ADS的CMOS雙平衡混頻器設計

摘要：分析了Gilbert結構有源雙平衡混頻器的工作機理，以及混頻器的轉換增益、線性度與跨導、CMOS溝道尺寸等相關電路參數間的關系，并據此使用ADS軟件進行設計及優化。在采用TSMC 0．25μm CMOS工藝，射頻信號為2．5GHz，本振信號為2．25GHz、中頻信號為250MHz時，2．5V工作電壓的情況下仿真得到的轉換增益為10．975dB，單邊帶噪聲系數為9．09dB，1dB壓縮點為1．2dBm，輸出三階交調截止點為11．354dBm，功耗為20mW。
關鍵字：雙平衡混頻器；Gilbert結構；轉換增益；線性度；跨導

CMOS技術本身具有低價格、低功耗、易于集成的特點，使得射頻集成電路向著高集成度、高性能和低功耗低成本的的趨勢發展，加之半導體工藝的進步，基于CMOS技術的器件的工作頻率已能達到20GHz，并且完全可以與收發器后端電路實現單片集成，極大推動了無線通信技術的發展。
混頻器利用器件的非線性特性來實現信號載波頻率的變化，產生輸入頻率的和頻和差頻分量。作為無線通信系統射頻前端的核心部分之一，其性能的好壞將直接影響整個系統的性能。目前已有種類繁多的全集成CMOS混頻器，本文采用TSMC的0．25μm CMOS管模型設計了一種有源Gilbert結構雙平衡混頻器。根據在2．5GHz的射頻輸入下得到的仿真結果，該設計完全可以滿足802．11b／g／n與Bluetooth等無線通信的要求。

1 CMOS雙平衡混頻器的分析及設計
Gilbert單元結構如圖1所示。這種結構主要由開關管(M1、M2、M3、M4)和跨導晶體管(M5、m6)組成。本振信號VLO從開關管的柵極引入，射頻信號VRF加在具有固定偏置的跨導級差分對M5與M6的柵極(M5和M6工作在飽和區)，將VRF信號轉換成電流信號；M1～M4工作在近飽和狀態，是兩對開關，由本振大信號來驅動兩對管交替開關，達到混頻的目的；R1是電阻負載，通過負載電阻將混頻后的電流信號轉換成電壓信號VIF輸出。

跨導晶體管M5和M6的跨導為GM，并假定開關對管M1～M4在VLO的驅動下，處于理想開關狀態，M1和M4、M2和M3兩兩組合通斷，由于該混頻電路的對稱性，不再分別進行討論。當方波在正半周期，M1和M4導通時，跨導晶體管M5、M6的漏電流ID輸出為

根據式(4)的中頻輸出可以看出，輸出信號既不包含輸入射頻信號頻率分量，也不包含本振信號頻率分量，因此理想雙平衡混頻器能夠有效抑制RF-IF和LO-IF信號饋通，因此具有極好的端口隔離度。另外，差分的射頻輸入信號也可以抑制射頻信號中的共模噪聲。但是需要補充說明一點，要使M1～M4成為理想的開關，輸入本振信號應該是理想的方波，在低電平時MOS能夠完全關斷，源漏電阻Roff為無窮大；在高電平時能將MOS完全打開，導通電阻Ron近似為零，這種射頻方波信號在電路中很難實現。實際電路中驅動開關管的一般是幅度較大的正弦信號來替代。
另外，電路中CMOS管溝道尺寸及相關參數有如下公式

其中W／L為CMOS管溝道尺寸之比，μN為溝道載流子的遷移率，COX為單位面積的柵級電容，ID為漏電流，VGS為柵源間的電壓，VTH為MOS管的閾值電壓。
由式(5)可知，在開關近似理想的狀態下，整個混頻器的增益只與跨導GM和負載電阻RL有關，同時，增益的線性度是由跨導電路的線性度決定的。但是，由于CMOS器件的跨導較小，故跨導大小的選取要受到實際電路模型的限制；而負載電阻會給整個電路引入熱噪聲，使噪聲系數的惡化，且過大的負載電阻也會使整個混頻器的工作電壓和功耗上升，所以RL不宜過大；而因此需通過選取適當的轉換增益來對RL和GM進行選取。開關管M1～M4的溝道尺寸通過使柵極過驅動電壓VGS-VTH的值在0．1～0．3V之間時根據式(7)確定，而M5、M6的尺寸可通過GM和適當的漏電流Id，再根據式(6)來求得。故混頻器的設計中需要將轉換增益、線性度、噪聲系數、功耗等性能指標之間進行折中，來實現整體設計的最佳性能。