DSP控制SPWM全橋逆變器直流偏磁的研究

在SPWM全橋逆變器中，輸出變壓器的原邊電流為折算到原邊的副邊電流與原邊的勵磁電流之和。如上所述，當發生直流偏磁時，在第一或第三象限，變壓器鐵心相對導磁率μr迅速減小，某一方向的勵磁電流Iμ以指數規律迅速增大，導致輸出變壓器原邊電流的直流分量也迅速增大。因此，SPWM全橋逆變器的直流偏磁問題，可歸結為輸出變壓器原邊電流的直流分量的產生和迅速增長的問題。如果能將原邊電流的直流分量迅速檢測出來，并加以控制使之減小，就可以解決直流偏磁問題，使SPWM全橋逆變器正常運行。

在輸出變壓器中，勵磁電流一般僅占原邊電流的2％，因此原邊電流直流分量的檢測必須首先濾除勵磁電流中的基波及高頻成分，然后再將剩下的直流分量放大后用于控制。勵磁電流中直流分量的提取有硬件提取和軟件提取兩種方法。硬件提取可先經有源濾波，再通過A/D口讀入直流量實現；軟件提取則通過原邊電流瞬時雙極性A/D采樣并通過一定的濾波算法來實現。

圖4給出了SPWM全橋逆變器抗直流偏磁數字PI控制器的原理框圖。對控制器而言，要求原邊電流直流分量以最小誤差收斂到零，并滿足一定的動態指標。

數字PI控制器使誤差Ie（K）為一個很小的值，誤差Ie(K)定義為

Ie(K)=0－i1dc(K)(3)

式中：i1dc(K)為所提取的原邊電流直流分量。

數字PI控制器根據i1dc(K)來產生所要求的控制量u(z)=KpIe(z)＋Ie(z)(4)

采用增量式PI控制算法，其增量表達式為：

u(K)=u(K－1)＋Δu(K)（5）

Δu(K)=Kp[Ie(K)＋Ie(K－1)]＋KIIe(K)（6）

數字PI控制器在過去幾十年里得到了廣泛的應用，其實現簡單直觀、魯棒性好、可靠性高，在一定的運行范圍內可以獲得較為滿意的控制效果。在本文中，采樣輸出變壓器原邊電流用于反饋，通過數字PI控制器得出的控制量可用于對SPWM驅動脈寬進行修正，以減小原邊電流中的直流分量，把變壓器的直流偏磁限制在較小的范圍之內。

此外，在程序中也采用軟啟動技術，使變壓器剩磁很小，防止開機時產生瞬態飽和。為防止驅動脈沖過窄而丟失造成直流偏磁，對SPWM驅動波形的最小占空比進行了限制。為避免空載－滿載或滿載－空載等動態過程中，勵磁電流急劇增大而燒毀功率開關管，程序中還采用了直流母線電流滯環封鎖技術：當直流母線電流超過滯環上限值時，則封鎖相應驅動脈沖，直到電流減小到滯環下限值時，再開放控制脈沖，從而避免逆變顛覆，有效地保護了開關管。

4物理實現和實驗結果

本文采用德州儀器公司（TI）提供的DSP芯片TMS320F240來實現SPWM全橋逆變器的數字控制。TMS320F240具有許多優良的特性，諸如采用先進的哈佛型結構、50ns指令周期時間、16×16位硬件乘法器、32位算術邏輯單元、544字×16位片內RAM、16k字×16位片內FLASHROM及224k字×16位存儲器地址范圍。為適用于功率變換器領域，TMS320F240還集成了先進的外圍設備，包括含12路PWM通道的事件管理器模塊、雙10位A/D轉換模塊、基于鎖相環的時鐘模塊、看門狗定時器、串行通信

DSP控制SPWM全橋逆變器直流偏磁的研究

（a）驅動波形（b）uab波形

（a）i1波形（b）uo波形

圖5實驗波形

接口、串行外設接口、6種外部中斷和28個獨立編程多路復用I/O引腳。

本文介紹的數字PI抗直流偏磁方案已在一臺直流175～320V輸入，交流400Hz、230V、6kW輸出的××艇中頻逆變電源中得到應用。為簡化驅動電路的設計，提高可靠性，主電路采用三菱公司的IPM模塊PM200DSA120。為降低開關損耗，此模塊開關頻率為10kHz。為消除高頻噪聲，減小濾波電路的體積和重量，采用單極倍頻技術使輸出變壓器原邊的SPWM波形的最低次諧波為20kHz。逆變器滿載時的實驗波形圖5所示，其中圖5(a)為S1和S3的驅動波形，圖5(b)為逆變橋臂輸出電壓uab的波形，圖5(c)為逆變器原邊電流i1波形，圖5(d)為逆變器輸出電壓uo的波形。

5結語

在對SPWM全橋逆變器中輸出變壓器直流偏磁機理分析的基礎上，提出了一種數字PI控制方案，通過采樣輸出變壓器原邊電流，并提取其直流分量來調整觸發脈沖寬度。該方案采用DSP芯片TMS320F240，在一臺全數字化6kW、400Hz中頻逆變電源上得以實現，實驗結果表明所提出的方案在很大程度上減小了偏磁所引起的噪聲，較好地解決了輸出變壓器的直流偏磁問題。