降低開關電源電磁干擾水平的研究

　　大量的計算機模擬表明,不論是使用混沌還是超混沌信號生成混沌開關調制信號,都可以降低Boost型變換器輸入電流的諧波譜峰值,但不同的混沌調制模式有不同的頻譜擴展結果。在相同輸出電壓條件下,以標準PWM模式為參考,將4種混沌調制模式進行橫向比較可以得到:諧波峰值平均降低量以CCFMFD模式為最大,CCFMVD模式次之,CPWM模式效果最差。這與文獻使用“蔡氏電路”雙渦卷混沌序列調制模式下對Buck型變換器進行計算機模擬所得結果一致。就同一種開關調制模式而言,不同性質混沌對CCFMFD模式的影響如表2所示。即在電路參數、輸出直流電壓、調制模式都相同的情況下,僅僅改變調制信號的性質得到的結果。

　　當電路歸一化參數取b=0.5369、c=0.3725、d=0.0354、e=0.5890、f=0.8489,a作為分岔參數改變。當分岔參數a∈(0.05,0.15)時,電路先后輸出超混沌、亞超混沌及混沌信號。本文選取該參數范圍內3種性質的混沌信號作為信號源,按照文獻中生成混沌開關調制信號的原理,獲得混沌開關調制信號。

　　典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時超混沌信號對應的李雅普諾夫指數為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計算機模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。

　　根據文獻,混沌開關調制信號有表1以標準PWM為參照的4種調制模式。即標準PWM脈的參數由

　　混沌序列調制的“混沌脈沖寬度調制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調制”(CPPM)、“定占空比混沌

　　載頻調制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調制”(CCFMVD)。各種調制模式的具體調制過程

　　為:對CPWM模式,開關導通時間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關延遲時間

　　位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關導通時間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列

　　變化,開關斷開時間為0.5T,由于導通時間變化,斷開時間固定,周期變化,占空比不定;對

　　CCFMFD模式,每一個開關周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關的占空比固定。兩種混沌

　　載頻調制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。

　　混沌信號調制下Boost型變換器電磁干擾水平分析

　　Boost型變換器電路如圖3所示。用于計算機模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關調制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結果均以占空比等于0.5的標準PWM為比較對象。為保證結果的可靠性,模擬中使用的軟件已應用標準電路結果進行了校驗。

　　大量的計算機模擬表明,不論是使用混沌還是超混沌信號生成混沌開關調制信號,都可以降低Boost型變換器輸入電流的諧波譜峰值,但不同的混沌調制模式有不同的頻譜擴展結果。在相同輸出電壓條件下,以標準PWM模式為參考,將4種混沌調制模式進行橫向比較可以得到:諧波峰值平均降低量以CCFMFD模式為最大,CCFMVD模式次之,CPWM模式效果最差。這與文獻使用“蔡氏電路”雙渦卷混沌序列調制模式下對Buck型變換器進行計算機模擬所得結果一致。就同一種開關調制模式而言,不同性質混沌對CCFMFD模式的影響如表2所示。即在電路參數、輸出直流電壓、調制模式都相同的情況下,僅僅改變調制信號的性質得到的結果。

　　從表中給出的以標準周期PWM前19次諧波為參照的數據可以看出,分別在混沌、亞超混沌及超混沌信號調制下,各次諧波對應處的頻譜數值都得到了明顯的降低。在混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低14.87分貝(dB);在亞超混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低16.84分貝(dB);在超混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低17.86分貝(dB)。若以歐盟(89/336/EEC指令)電磁兼容性導則中限制設備輸入電流諧波分量最大值幅度這一原則,來討論不同性質混沌信號降低電磁干擾水平的效果,結論非常明顯,即以超混沌信號作為開關調制信號源,比混沌能更好地降低電磁干擾水平。