高頻汽車電源設計

　　概述

　　對于電源系統設計人員來說，電路密度的提高既是挑戰也是機會。多數汽車電子模塊要求低壓供電，如5V、3.3V。如果通過線性降壓方案將電池電壓轉換成所需電壓，會消耗過多的能量。過多的功率耗散則會提高溫度管理系統的設計難度和成本，隨著處理器和ASIC工作速度的提升，需要消耗更大功率，這就要求使用結構復雜的高效開關轉換器取代簡單的低成本、低效率線性電源。

　　開關轉換器的優勢

　　工作在高開關頻率的電源允許選用小尺寸有源元件，如電感、電容，由此可見，開關電路的尺寸取決于電源工作頻率。一個高效轉換器不僅能夠降低功耗，還可以節省空間和昂貴的散熱器。因此，使用開關轉換器可以使電源模塊的總尺寸減小?？紤]到這些優點，開關轉換器成為車身控制、信息系統、引擎控制電路的理想電源管理方案。

　　開關轉換器的選擇

　　開關頻率對于開關轉換器設計非常重要，因為開關電源的很多問題都與工作頻率有關。開關頻率和它的高次諧波會對其他電路產生電磁干擾，例如，一個調幅收音機對于530kHz到1710kHz的干擾非常敏感。開關頻率超過1710kHz時才能消除基波和高次諧波的干擾。測試數據顯示，中等電壓、高頻處理器配合簡單的保護電路，正如Maxim產品所采用的架構，可以提供完美的汽車電源管理方案。所以，設計人員不需要高壓控制方案即可設計合理的開關轉換器。

　　隨著開關頻率的增加，電路的能量損耗會增大，這在一定程度上削弱了高頻工作的優勢。因為開關的損耗與工作電壓的平方成正比，在高輸入電壓下開關損耗會更高。典型的汽車電源管理IC需要支持較高電壓(40V或更高)，以承受甩負載和瞬態過壓。處理高壓則需較大的芯片尺寸和較厚的柵極，對應的溝道尺寸較長，造成較長的傳輸延時。這樣，固有的低速處理過程也降低了轉換效率，因為開關切換時較長的上升/下降時間會引起較大的開關損耗。

　　Maxim采用先進的處理工藝提高了轉換器的開關效率，為中等電壓提供出色的高速轉換設計方案。以MAX5073為例，它有2路工作在2.2MHz開關頻率的升/降壓轉換控制器，支持23V輸入。轉換器異相工作使其能夠工作在4.4MHz頻率下，并保持較高的轉換效率。

　　假設開關轉換器能夠抑制電源干擾，需要考慮的另一個問題是：汽車應用是否真的需要高壓工作IC?下面我們通過討論汽車電源的

　　干擾以及對低壓電路的保護措施回答上述問題。

　　電源的過壓條件

　　過壓保護(OV)器件能夠隔離汽車電子系統中連線(通常連接到主電源)所產生的高壓傳導，有效保護電子電路。對傳導干擾的承受能力稱為傳導抑制。

　　汽車制造商和標準組織定義了各種測試方法來評估電路的傳導抑制，汽車OEM廠商的要求大多出自ISO7637標準。以下歸納了與汽車電子應用相關的過壓保護問題，但并未全面概括所有與傳導干擾相關的細節。

　　穩態過壓保護

　　持續時間較長的過壓條件被看作穩態過壓，例如，過壓持續時間超過了對應器件的熱時間常數。這種情況下，連續的功率耗散引起溫度快速上升成為首要問題，穩態過壓通常包括以下幾種情況：失效的交流電機調節器、雙電池突發啟動或和電池反接，以下是各項詳細說明。

　　失效交流電機調節，調節交流電機的輸出，通過控制勵磁繞組的電流幅度調整速度、負荷及溫度。調節過程通常由電路(電壓調節器)完成，利用脈寬調制(PWM)電機的勵磁繞組保持穩定的電機輸出。電壓調節器的典型輸出設置為13.5V。然而，電壓調節器會出現失效，無論負載或輸出電壓處于何種條件，都將作用一個滿量程勵磁電流。

　　發生失效時，整個系統都要承受高于13.5V (實際電壓取決于汽車速度、負荷極其他條件)的電壓，典型的調節器失效OEM測試要求是在18V持續一個小時。大部分系統要求符合這個測試條件，雖然有些舒適度和便利功能允許在這種情況下偏離其正常工作狀態。

　　雙電池突發啟動，這是另外一種穩態過壓條件，一般發生在拖車或維修人員使用24V電原發動不工作的汽車，或對完全放電的電池進行充電的情況下，對于這種情況，典型的 OEM測試要求是在24V下持續2分鐘。有些與安全、引擎管理相關的系統需要保證在這種條件下能夠工作。

　　電池反接，在生產和維修過程中可能會出現電池反接情況，這時，要求大多數系統可以不工作，但一定要保證不會損壞。典型測試要求是在-14V下持續一分鐘，這個測試對系統來說是個挑戰，因為需要大電流或低壓降。

　　瞬態過壓保護

　　汽車系統中，大多數過壓條件都是由感性負載的開關操作引起的瞬態過壓，這類負載包括啟動電機、燃油泵、車窗電機、繼電器線圈、螺線管、點火器件和分布電感等。任何感性負載上的脈沖電流都會產生過壓脈沖。根據幅度、持續時間的要求，可以選擇濾波器、金屬氧化物可變電阻、瞬態電壓抑制器等抑制這類瞬態過壓。圖1至圖4說明了I SO7637對過壓抑制的要求，表1是對ISO7637規定的總結。

　　圖1. 周期性的開關操作會產生周期性的負脈沖，幅度在(80V至-150V，持續時間1ms至140ms，典型源阻抗為5Ω至25Ω。

　　圖2. 周期性的開關操作使電路產生正向脈沖電壓，幅度在+75V至+150V，典型持續時間50μs。典型源阻抗為2Ω至10Ω。

　　圖3. 周期性開關操作在電路中產生-150V、100ns的負脈沖(3a)和100V、100ns的正脈沖(3b)，源阻抗典型值為50Ω。

　　圖4. 交流電機以大電流給放電電池充電時突然中斷，將會產生一個甩負載脈沖。電流突降會在電機輸出端產生一個高壓，以保持系統內部的總能量。瞬態持續過程取決于電機勵磁電路的時間常數和調節器的響應時間。

　　表1. 來自不同OEM的傳導抑制測試*

　　如上所述，電池電壓不能直接供給低電壓、高性能開關轉換器，而是將電池連接到瞬態電壓抑制起，如MOV或旁路電容及其后續的傳統限幅電路。這些簡單電路一般采用p溝道MOSFET構成(圖5a)。p溝道MOSFET的額定電壓為50V至100V，具體取決于VBAT輸入端的瞬態電壓。

　　利用12V齊納二極管(Z1)保護MOSFET的柵-源極，防止柵-源電壓超過VGSMAX, 當輸入電壓(VBAT)低于齊納管Z2的擊穿電壓時，MOSFET處于飽和狀態。輸入電壓發生瞬變時，MOSFET將阻止高于Z2擊穿電壓的電壓通過。這個電路的缺點是使用了一個昂貴的p溝道MOSFET和許多外圍元件。

　　圖5a. 輸入限幅電路(保護電路)采用了一個p溝道MOSFET。

　　另一方案是使用NPN晶體管，NPN管的基極電壓嵌位在VZ3, 將發射極電壓調整在(VZ3 - VBE)。這個方案成本較低，但VBE壓降產生一定的損耗：PLOSS = IIN x VBE。另外，VBE壓降也增加對電池最小工作電壓的要求，尤其是在冷啟動情況(圖5b)。第三個方案是使用n溝道MOSFET，n溝道MOSFET的選擇范圍較廣，而且便宜，可以作為隔離元件使用。其柵極驅動比較復雜，要求VG高于源極電壓。

　　圖5b. 輸入限幅電路(保護電路)采用了一個NPN晶體管。

　　圖5c. 輸入限幅電路(保護電路)采用了一個n溝道MOSFET。

　　圖5c給出了一個使用n溝道MOSFET開關的隔離電路，甩負載情況下，當VBAT電壓超過設置門限時，MOSFET完全關閉。隨后，只要VBAT電壓高于設置門限，MOSFET將一直保持關閉狀態。過壓保護控制器MAX6398可以汽車過壓(如甩負載或雙電池供電)時，控制n溝道MOSFET，保護高性能電源，圖6給出了方案的原理框圖。圖7至圖9給出了實驗室和實際工作環境下的噪聲抑制測試結果，所采用的是n溝道MOSFET瞬態保護電路。

　　圖 6. MAX5073 2MHz buck轉換器配合MAX6398保護開關的典型電路，該設計具有高性能以及較高的抗干擾能力。

　　圖7. MAX5073雙buck轉換器的輸入紋波、開關波形測試結果，轉換器分別工作在2.2MHz開關頻率，輸入電容紋波的的頻率為4.4MHz (CH1 = 第2路時鐘源; CH2 = 第1路時鐘源; CH3 = 輸入電容紋波; CH4 = 時鐘輸出)。

　　圖8A和8B. 脈沖(80V，120ms，OEM#5)作用在保護器的輸入， MAX5073連接在保護器的輸出，監測轉換器的第1路和第2路輸出。

　　圖中波形為圖6所示保護器輸出和兩路轉換器輸出的響應特性，時間刻度分別為1s/cm (A)和1ms/cm (B)。(CH1 = VBAT; CH2 = VPROT; CH3 = 第1路輸出; CH4 = 第2路輸出)

　　圖9A和圖9B. 脈沖(70V，500ms)作用在圖6所示保護開關的輸入，MAX5073連接到保護器的輸出，監測轉換器的第1路輸出和第2路輸出。

　　圖中波形為保護器輸出和兩路轉換器輸出的響應特性，時間刻度分別為1s/cm (A)和200μs/cm (B)。(CH1 = VBAT; CH2 = VPROT; CH3 = 第1路輸出; CH4 = 第2路輸出)

　　如圖9所述，MAX6398功能模塊完全支持汽車應用中的甩負載設計，提供低電壓、高性能輸。利用保護電路、低電壓、高頻工作特性可有效節省電路板空間，降低成本。