基于控制器iW2202的數字開關電源原理與設計

0    引言

    iWatt公司推出的數字開關電源（SMPS）控制器iW2202，采用新發明的脈沖串（Pulse TrainTM）數字控制技術，使電壓、電流和功率因數校正（PFC）可獨立控制。iW2202利用實時波形分析決定電路關鍵參數，僅利用初級反饋進行輸出電壓調節，從而消除了光耦合器和回路補償。基于iW2202的PFC升壓與回掃整流器/能量存儲DC/DC（Boost Integrated with Flyback Rectifier/Energy storageDC/DC，簡寫為BIFRED）單級、單開關拓撲，提供97％的功率因數，輸入諧波電流符合EN610032限制規定。在85～270V的AC通用線路輸入和100：1的負載變化條件下，效率可高于85％。零電壓開關（ZVS）操作和臨界不連續導電模式（CDCM），提供最低的導通損耗，消除了周期之間的死區時間。與傳統技術比較，可使回掃變壓器在較低的磁通電平上工作，產生較小的磁芯損耗。智能跳越（Smart Skip）模式提供低待機功耗，符合“藍天使”規范。

    基于iW2202的離線數字電源，輸出功率可達150W；適用于LCDTV、AC/DC適配器和電池充電器等。iW2202也可應用于熒光燈電子鎮流器。

1    工作原理

    iW2202采用8引腳SO封裝，芯片電路組成框圖如圖1所示。其中，腳2～腳5均為模擬輸入，腳8為數字輸出。

圖1    iW2202的芯片電路組成框圖

    基于iW2202的基本拓撲如圖3所示。

圖2    BIFRED電路

    圖2所示的基本拓撲為BIFRED結構。BIFRED拓撲為升壓變換器與隔離回掃變換器相組合的單級、單開關拓撲，僅需用很少量的元器件，則可獲得功率因數校正。

圖3    基于iW2202的基本拓撲

1.1    PFC的實現

    在圖3所示的BIFRED電路中，利用不連續模式升壓變換器獲得PFC。升壓變換器電容C1驅動一個回掃（反激）變換器。在PFC開關S1導通期間，從AC線路傳輸的能量被存儲在升壓電感器L1中。同時，來自C1的能量被存儲在回掃變壓器T1初級NP中。在S1關斷期間，在T1初級繞組NP中的能量傳輸到輸出，同時，在L1中的能量對C1充電。

    如果L1和NP中存儲的能量在AC線路半周期內的平均值相同，C1上的電壓將保持不變。采用iW2202驅動S1，則可以實現這一目標。與傳統變型的PFM控制器比較，采用iW2201可以避免大容量電容器上的高電壓應力問題。自適應Pulse Train調節，可使電容C1上的電壓保持在400V以下，允許C1采用400V的電容器。

    由于升壓級和回掃級工作于不連續模式，在每個開關周期內，兩個電感器（L1和NP）完全復位一次。存儲在L1中的能量全部傳送到C1，在C1中存儲的能量全部傳送到負載。基于iW2202的電源對于AC線路呈現一個電阻性負載，AC線路功率因數接近于1，在橋式整流器輸入端產生與AC輸入電壓同相位的正弦電流，如圖4所示。

圖4    經過PFC的AC輸入電流和電壓波形

1.2    脈沖串（Pulse Train）調節

    與利用PWM或PFM獲得電源輸出電壓調節不同，Pulse Train控制輸出電壓是通過功率脈沖的存在實現的。如果輸出電壓低于預設置電平，功率脈沖將連續發射，直到輸出達到所期望的電平。如果輸出電壓高于正常值，感測脈沖將取代功率脈沖，如圖5所示。

圖5    功率脈沖、感測脈沖及在輔助繞組上反射的次級電壓

    在輔助繞組上的電壓VAUX，在關斷周期結束附近點上被檢測，并與門限電平相比較。如果VAUX高于其門限（1.2V），緊接感測周期。如果VAUX低于1.2V，接下來的則是功率周期。感測周期與前邊的功率周期時間相同，但其導通時間僅為功率周期導通時間的1/4，感測脈沖的峰值電流僅為功率脈沖的1/4。因此，感測周期傳送的能量僅為功率周期的1/16。在非常低的負載條件下，沒有功率脈沖發送，通過跳越周期僅發送感測脈沖。為保持輸出電壓調節，Pulse Train控制器使功率脈沖與感測脈沖之比率最佳化，Pulse Train并不取決于脈沖寬度。脈沖頻率和占空因數可以變化，但不會影響電壓調節。

1.3    實時波形分析

    iW2202利用實時波形分析確定電路的關鍵參數。在開關截止期間，在變壓器輔助繞組（NAUX）上的反射電壓，反映了次級電壓、變壓器漏感及變壓器復位時間、諧振頻率和次級整流二極管特性等信息。在每個周期截止期間，輔助繞組上的反射電壓被檢測，以確定次級電壓、變壓器復位時間和最佳ZVS點及接下來的周期脈沖類型。因此，無須光耦合器反饋。

    傳統電壓調整器感測的是在多周期上的平均電壓，必然丟失大量的信息并引入延時，使控制器響應變緩。實時波形分析從目前周期決定下一個開關周期，時間延遲非常短，遠小于單個周期的關斷時間，從而增強了系統穩定性，無須環路補償，簡化了電路設計。

1.4    零電壓開關（ZVS）

    iW2202的Pulse Train利用在斷續模式引起的諧振（振鈴）獲得ZVS。在變壓器次級電流降至零之后發生諧振，表示從功率傳送到開路條件的過渡。圖6所示為輔助繞組上的電壓和ZVS。

圖6    輔助繞組上的電壓和ZVS

    從圖6可以看出，后傳導諧振是一種阻尼振蕩。在振蕩信號的第一個周期上接近于0V時，很容易獲得ZVS。ZVS時間tZVS在感測周期被測量，并且tZVS=(t2－t1)/2。在獲得ZVS時，還得到臨界不連續導電模式，從而消除了周期之間的死區時間。與傳統技術方案比較，變壓器可以在較低的磁通電平上工作，從而有較小的磁芯損耗，獲得較高的效率。

    Pulse Train僅利用初級反饋檢測次級電壓，無須使用光耦合器。iW2202提供恒定峰值電流控制，不會出現電流問題。SmartSkip模式是提供低待機功耗，符合“藍天使”規范。

2    基于iW2202的SMPS電路及其設計

2.1    基于iW2202的SMPS電路

    圖7所示為基于iW2202的SMPS電路。其中，L1、C1和D6組成BIFRED升壓/回掃拓撲。D6為阻塞二極管，C1為回掃變壓器提供能量。變壓器T1的回掃繞組NP為負載提供功率，在輔助繞組NAUX上的反射電壓借助于實時波形分析電路被利用。輔助繞組還為iW2202提供電源，具體電路由NAUX、D1、C4和啟動單元組成。D4、D3和C3組成緩沖（阻尼）電路。R7和R8組成分壓器，用作感測AC線路電壓。R4、R5和R6組成電流感測電路，電阻值設置峰值初級電流。

圖7    基于iW2202的數字SMPS電路

2.2    設計實例

    若圖7所示的電路用于膝上電腦電源，AC輸入電壓范圍為85～265V，輸出電壓VOUT=19V，輸出功率Po=70W，效率η=0.80，具體設計步驟如下。

2.2.1    變壓器T1初級與次級繞組匝數與變比n的確定

    設次級整流二極管D5的正向電壓降為0.7V，次級電壓Vs則為19.7V(19V＋0.7V)。Vs反射到初級的電壓則為nVs。開關S1的最大漏極電壓Vd(max)可設置在500V，變換器最大輸入電壓為VAC(max)，于是Vd(max)值為

    Vd(max)=VAC(max)＋nVs

    由此可得

    n==≈6

2.2.2    確定初級峰值電流Ipk

    在最低AC線路電壓（85V）下可產生最大的（平均）輸入電流Iin(max)，其值為

    Iin(max)===0.728A

    在最低AC線路電壓下，開關最大導通時間ton_II被設置在5.5μs。由于Vpton=nVstoff，所以關斷時間ton_II為

    ton_II===5.6μs

    在最低AC線路電壓下的占空因數D_II為

    D_II==0.495

    由于初級電流呈三角波，峰值電流為平均值電流的2倍，即

    Ipk=2(Iin(max)/D)=2×(0.728/0.495)=2.94A

2.2.3    Ipk電阻的選擇

    iW2202腳Isense內部電壓放大器增益Gv=5，參考電壓Vref=1.2V。若選擇電流感測電阻R6=0.1Ω，其峰值電壓降Vpk=IpkR6=2.94×0.1=0.294V。若選取R4=2.2kΩ，R5值則為

    R5=R4(VpkGv－Vref)/Vref=2.2×103(0.294×5－1.2)/1.2=495Ω

2.2.4    初級繞組電感值的確定

    初級繞組電感值Lp由升壓變換器最低輸入電壓、最大導通時間和峰值電流確定，即

    Lp=Vin(min)ton(max)/Ipk=×85×5.5×10－6=225μH

2.2.5    腳Vaux上部電阻R1和R2的選擇

    設iW2202電源電路中二極管D1的壓降為0.6V，輔助繞組上的電壓VAUX=12V＋0.6V=12.6V。次級和組之間的匝數比為

    Ns/NAUT=19.7/12.6

    R1和R2將VAUX分壓并經肖特基二極管D2箝位，饋送到iW2202的腳4。電壓調節由R1與R2組成的分壓器和iW2202內1.2V的參考電壓控制。在iW2202腳4上的電壓與實時波形分析電路相比較，若它在該電平以上，接下來的周期為感測周期。若它低于該電平，緊接功率周期。

    輔助繞組兩端的電壓為

    VAUX=Vref(R1＋R2)/R2

    由此可得

    R1/R2=VAUX/Vref－1=12.6/1.2－1=9.5

    若選擇R2=1.1kΩ，R1則為10.45kΩ。

2.2.6    PFC升壓電感器L1和電容C1的選擇

    在BIFRED拓撲中，L1與Lp之間的關系為

    L1=ηLp/2

    由于η=0.8，Lp=225μH，故L1的電感值為

    L1=0.8×225/2=90μH

    C1可按2μF/W選取，由于Po=70W，C1的容值為

    C1=2×70=140μF

2.2.7    AC線路電壓感測電阻R7與R8的選擇

    R7與R8組成分壓器，用作感測AC電壓。應用手冊里，iWatt公司推薦R7=500kΩ，R8=1kΩ。

3    結語

    基于iW2202