基于L6561的電流準連續模式APFC電源設計

0． 引言

         近20年以來，國內高頻開關電源在個人計算機、電視機等設備上得到了廣泛應用。由于開關電源的重量、體積及能耗等方面都比線性電源顯著減少，而且對整機多項指標有良好影響，因此它的應用得到了推廣。隨著對大量使用開關功率變換器而帶來諧波危害認識的日益深入，對開關電源的要求也在不斷的提高，要求其效率高、功率因數高、功率密度高、可靠性高等。針對上述問題，AC/DC開關電源的功率因數校正（PFC）問題正成為功率電子學領域的研究熱點之一。因此，傳統的開關電源上加上PFC功能，是以后開關電源發展的趨勢和要求。

1.  電感電流準連續模式APFC電源工作原理分析

        APFC電源既要保持輸出電壓恒定，又要控制輸入電流為正弦波，以獲得高的功率因數，為了能方便地控制輸入電流，APFC電源常采用boost電路。

        L6561為一電流準連續模式（TM模式）的APFC控制芯片，即電感電流處于連續模式與斷續模式的臨界點。其工作原理如下：首先控制芯片生成一電感電流的參考信號，每一開關周期開始時MOS管導通，電感電流線性增加，然后將電感電流的檢測信號與參考信號相比，當電感電流檢測值等于電感電流參考值時，MOS管關斷，電感電流減少，當電感電流降為零時，MOS管再導通，如此周而復始。電感電流的參考信號由系統輸出電壓檢測值與給定值相減，再經由PI調節器，然后將PI調節器的輸出與整流橋后端的boost電路輸入電壓波形相乘得到。由于電感電流參考信號由電壓反饋環決定，故為保持系統穩定且獲得高的功率因數，電壓反饋環的帶寬不宜太寬。圖1 給出了一個線周期內電感電流與電感電流參考信號的仿真波形圖。

        電感電流實際為三角波，其包絡為電感電流參考信號，由于電感電流參考信號為電壓誤差放大器的輸出與整流后的boost電路輸入電壓波形的乘積，且當系統穩定工作時，誤差放大器的輸出基本恒定，故電感電流的包絡基本為正弦波。

        設電感電流的包絡為： ，根據三角形面積公式，可得電感電流平均值 ，即電感電流的平均值為正弦波。由于并連于整流橋后端的濾波電路將電感電流的高頻部分濾掉，故系統的輸入電流為正弦波，且相位與電源電壓一致，系統功率因數接近1。

        采用Matlab對系統進行數字仿真分析。圖1給出了輸入220VAC、  輸出400VDC、boost電感500mL、輸出電容 、負載 系統穩定工作時電感電流及其參考信號的仿真波形。由圖可知，當系統穩定工作時電感電流的包絡基本為正弦波，與上述分析相一致。

圖1 電感電流及其參考信號的仿真波形

圖2  圖1仿真波形的局部放大

2． L6561芯片結構與工作原理簡介

        L6561是ST公司生產的有源功率因數校正專用芯片。能方便的構成寬電壓輸入（AC85V—265V），低諧波含量的APFC電源；能直接驅動MOS管，且集成了各種保護功能；由于集成度很高，它大大減少了構成系統所需的元器件，降低了損耗，提高了效率。

        圖3給出了L6561的內部原理圖。8號引腳為芯片的電源輸入端，芯片的正常工作電壓范圍為11V—18V，芯片內部有一20V的穩壓管并連于該引腳與地之間，為防止芯片供電電壓過高而將芯片內部穩壓管擊穿，可在該引腳與外部供電電源間串接一限流電阻；7號引腳為芯片的驅動信號輸出引腳，該引腳內部采用了圖騰柱結構，具有最大400mA的驅動能力，能直接驅動MOS管；6號引腳為芯片的參考地，該引腳應和主電路的地連在一起；5號引腳為芯片的過零檢測引腳，用于確定何時導通MOS管。該引腳檢測電感電流過零時產生的電壓振蕩，有效觸發信號為一下降沿；4號引腳為MOS管電流采樣引腳，芯片將該引腳檢測到的信號與芯片內部產生的電感電流參考信號相比較，用以確定何時關斷MOS管；3號引腳為芯片內部乘法器的一個輸入端，該引腳與boost電路輸入電壓相連，確定輸入電壓的波形與相位，用以生成芯片內部的電感電流參考信號；2號引腳為內部乘法器的另一個輸入端，同時為電壓誤差放大器的輸出端，當系統穩定工作時，該點的電壓應恒定；1號引腳為系統反饋電壓的輸入端，該引腳與內部運算放大器的負相輸入端相連，同時通過一電阻分壓網絡與輸出電壓相連，從而構成負反饋；1號引腳和2號引腳之間應接一補償網絡，該網絡一方面構成電壓環的PI調節器，另一方面用以補償系統的動靜態性能。
      

圖3  L6561的內部原理圖         


 圖4  基于L6561的APFC電源的實際電路圖

3.  系統構成及其原理

        圖4給出了由L6561構成的APFC電源的實際電路圖。圖中輸入交流電經整流橋整流后變換為直流電，作為boost電路的輸入；電容C1用以濾除電感電流中的高頻部分，降低輸入電流的諧波含量；電阻R9和R10構成電阻分壓網絡，用以確定輸入電壓的波形與相位，電容C7與電阻R9構成一RC濾波器，用以              除去3號引腳的高頻干擾信號；boost電感有一副邊繞組，該繞組一方面通過電阻R1將電感電流過零信號傳遞到芯片的5號引腳，另一方面作為芯片正常工作時的電源；芯片驅動信號通過電阻R5連到MOS管的門極，R5用以防止MOS管的驅動信號振蕩；電阻R6作為電感電流檢測電阻，用以采樣電感電流的上升沿（MOS管電流），該電阻一端接于系統地，另一端同時接在MOS管的源極和芯片的4號引腳；電阻R7和R8構成電阻分壓網絡，形成輸出電壓的負反饋回路；電容C3連接于芯片1、2號引腳之間，用于形成電壓環的補償網絡；電阻R2，R3，電容C2，C6，二極管D3，穩壓管D2和boost電感的副邊共同構成了芯片電源，其中，電阻R3連接于電容C1和芯片8號引腳之間，在系統通電時提供芯片的啟動電壓。

4．系統設計

        以下以L6561芯片為基礎，詳細介紹APFC電源的設計過程。系統設計基于以下參數：①輸入電壓：85VAC—265VAC；②最大輸出功率：250W；③輸出電壓：直流400V±3%。

4.1主電路設計

1)  熔絲管：由系統最大輸入電流 ，故可選用6A/250V的熔絲管。
2)  整流橋：整流橋的設計由兩個參數決定，一是系統的最大輸入電流，一是系統最大輸入電壓，據此整流橋可由6A500V的普通二極管構成。
3) 電感T：設系統輸入電壓為 ，系統輸入功率為 ，系統輸出電壓為U。（忽略輸出電壓的脈動），電感量為L，則系統的輸入電流為 ，控制電路所生成的參考電流為 。所以MOS管導通時間 為：
                         （1）
MOS管關斷時間 為：
        （2）
MOS管的開關頻率為：
                   （3）
圖5給出了一個線周期內MOS管的開關頻率與MOS管關斷時間波形，圖中： 由圖5與式（3）可知， MOS管開關頻率的最大值為 ， MOS管開關頻率的最小值為 


圖5   MOS管的開關頻率與關斷時間波形 

        根據以上的分析，當電感L過小時，MOS管的最大開關頻率將增加，導致MOS損耗增加，損壞MOS管；當電感L過大時，一方面電感自身的體積將相應增大，另一方面將導致系統性能下降（低次諧波含量將增加）；故電感量的選擇應綜合考慮，由于芯片要求最小MOS管開關頻率不小于15kHz，今選電感量為500uH，此時MOS管工作頻率在16kHz—220kHz之間。

4)  原、副邊匝比：電感原、副邊匝比不宜過大，即；式中， U。 為系統輸出電壓，Uis 為boost輸入電壓的峰值，Ug 為芯片所認同的高電平的最小值。在此取k=9。

5)  電容C：根據經驗，輸出電容C的選取為0.3 ~0.4uF/W,而其兩端電壓為系統輸出電壓，故可選用450V150uF的電解電容。

6)  二極管D：二極管D應為快恢復二極管，流過二極管的平均電流為 ，最大峰值電流為 ，故可選用BYV26E，其阻斷電壓為1000V，最大平均電流為1A，最大可重復沖擊電流為10A。

7) 電容C1 ：根據經驗，該電容可選用1uF/400V的CBB電容。

8)  MOS管： MOS管的最大阻斷電壓由輸出電壓U。加上適當的裕量來決定，而其最大允許電流為系統的輸入電流，故可選取IRFP450作為開關管。

4.2控制電路設計

1) INV引腳：該引腳為電壓誤差放大器的反相輸入端和輸出電壓過壓保護輸入端。相關的電阻分壓網絡參數可由下式決定：
                             
式中 為系統輸出電壓， 為系統允許的最大過電壓。

2）COMP引腳：該引腳同時為電壓誤差放大器的輸出端和芯片內部乘法器的一個輸入端。反饋補償網絡接在該引腳與引腳INV之間，根據經驗，補償電容可選  。

3） MULT引腳：該引腳為芯片內部乘法器的另一輸入端。分壓電阻R9、R10由下式選取： ；  為 的最大峰值， 為系統輸入電壓的最大有效值。電容C7可由 來確定。

4） CS引腳： CS引腳為芯片內部PWM比較器的反相輸入端，該引腳通過電阻R6來檢測MOS管電流。根據芯片資料，可選擇電阻R6的阻值。

5） ZCD引腳： ZCD引腳為電感電流過零檢測端，該引腳通過一限流電阻接于boost電感的副邊繞組。R1的選取應保證流入ZCD引腳的電流不超過3mA。

6） GND引腳：該引腳為芯片地，芯片所有信號都以該引腳為參考，該引腳直接與主電路地相連。

7)  GD引腳： GD引腳為MOS管的驅動信號輸出引腳。為避免MOS管驅動信號震蕩，一般在GD引腳與MOS管的柵極之間連接一十幾歐姆到幾十歐姆電阻，該電阻的大小由實際電路決定。

8） Vcc引腳：Vcc引腳為芯片電源。該引腳同時連接于啟動電路和電源電路。穩壓管D2選用18V穩壓管；電容C2選用幾十uF的電解電容；二極管D3應選用快恢復二極管，如1N4148；電阻R3選用幾百千歐的電阻；電容C6可用幾十nF的瓷片電容；電阻R2為幾百歐姆。

5.  試驗波形及其分析

        圖7給出了由L6561構成的boost校正器的輸入電流和輸出電壓實驗波形，圖7給出的實驗波形的實驗條件為：輸入電壓為調壓器提供的220.4V交流電壓；負載由兩個150W/220V的白熾燈串聯組成。由圖可看出輸入電流基本為正弦波，輸出電壓的直流分量基本為400V，其脈動頻率為兩倍的線頻率。圖6給出了boost校正器MULT和CS引腳電壓的實驗波形。由圖可以看出流過MOS管的電流的包絡波形與MULT引腳的電壓波形相吻合；然而MULT引腳的電壓并不為正弦波，而是有一定的畸變，特別是當boost輸入電壓過零時，這是由濾波電容C1和C7引起的，適當減小這兩個電容可減小其畸變，然而會導致更大的高頻諧波。CS引腳電壓波形中的毛刺是由開關管的通斷產生的電流毛刺引起的。圖6還給出了boost校正器COMP引腳電壓實驗波形。由圖可看出在線周期內該電壓保持恒定。

          
圖6MULT 、CS、COMP引腳電壓實驗波形  


 圖7APFC電源輸入電流和輸出電壓實驗波形

6． 結束語

        本文在分析電感電流準連續模式的有源功率因數預校正電路原理的基礎上，針對傳統AC/DC變換器電流諧波高、網絡功率因數低等缺點，采用控制芯片L6561制作了一臺寬電壓輸入（85VAC—265VAC）、輸出功率為250W的APFC電源，實驗結果表明該電源系統的功率因數提高到0.98以上，總諧波含量低于5%。
             
參考文獻

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[3] Claudi Adragna. DESIGN EQUATIONS OF HIGH POWER FACTOR FLYBACK CONVERTERS BASED ON THE L6561, AN1059 APPLICATION NOTE.