基于AD8346的直接變頻發射機設計與實現

　　1 引 言

　　直接變頻技術長期以來一直被譽為通訊領域的"圣杯"。很顯然，任何承諾減少元器件數量并且降低成本的新體系結構必定很誘人。然而，事情從未這樣簡單。超外差體系結構能夠在中頻(IF)濾除寬帶噪聲、鏡像和雜散分量，直接變頻發射機卻沒有這么多功能。無線發射機的體系結構長期由超外差式所主宰。隨著半導體工藝技術的進步和對通信設備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調制的直接正交上變頻技術DQUC(directquadratureup-conversion)得到了迅速發展。

　　直接變頻是把基帶信號直接調制到射頻載波上的一種最直接和最簡單的調制方式。基于正交調制的直接正交變頻技術DQUC能夠直接將基帶信號搬移到射頻載頻并消除無用的邊帶信號，以實現調制。其突出優點是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時放寬了對變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發射機的體積、重量、功耗和成本。但這項技術也存在很多缺點，如正交調制信號和正交本振信號相位和幅度的不平衡，對直流偏移失真非常敏感等，因此導致嚴重的邊帶和本振泄漏[1]。

　　2 直接正交變頻技術分析

　　典型的DQUC無線發射機的功能框圖如圖1所示。

　　其中I(t)和Q(t)是正交基帶調制信號，f0(t)是射頻本振信號，fRF(t)是已調射頻信號。電路工作時，f0先經移相器移相產生正交本振信號f0I(t)和f0Q(t)，然后分別與正交基帶信號I(t)和Q(t)相乘后作代數(加或減)運算，抵消無用邊帶信號，輸出想要的邊帶信號fRF(t)，從而實現單邊帶調制。

　　理想情況下，正交調制信號I(t)，Q(t)和正交本振信號f0I(t)，f0Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此，DQUC輸出的RF信號fRF(t)是一個理想的單邊帶信號，不存在邊帶和本振泄漏問題但在實際情況下I(t)，Q(t)和f0I(t)，f0Q(t)信號總是存在幅度和相位的不平衡及直流偏移誤差。

　　為了便于分析問題，我們定義基帶信號如下：

　　上式中G，φ，D分別為I(t)和Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。我們定義載波信號如下：

　　上式中A，θ，E分別為f0I(t)與f0Q(t)信號之間的歸一化幅度比，正交相位誤差和直流偏移誤差。

　　理想情況下，A=G=1;φ=θ=0;D=E=0。

　　DQUC的輸出信號為如下：

　　上式中上邊帶已調信號fHSB(t)為：

　　式中下邊帶已調信號fLSB(t)為：

　　式中泄漏的本振信號fc(t)為：

　　式中低頻分量為：

　　其中的低頻分量可以用LBF(低通濾波器)加以消除。

　　(1)載波泄漏分析

　　實際上在設計中我們可以調整使A→1，G→1

　　從上面導出的結論中，我們顯然可以看出，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號存在的直流偏移(DC Bias)引起的。所以我們在電路設計時，對于信號I(t)和Q(t)的傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號的泄漏。

　　(2)邊帶抑制分析

　　由式(3)，式(4)，式(5)得：

　　其中：

　　DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比(PSPR)來定量表示，也就是想要的邊帶信號功率和需要抑制的無用邊帶信號功率的比值，即：

　　考慮到正交本振信號是由正交調制器內部的分相網絡產生的，其正交相位差φ很小，近似等于0，所以，上式可以簡化為：

　　用Matlab軟件對上式進行仿真計算分析，可以得出PSPR，AG和φ三者之間關系，如圖2～圖4所示：

　　從圖4可知，當正交幅度比AG→1，正交相位誤差φ→0，即幅度和相位趨向平衡時，PSPR很大;當AG逐漸偏離1，正交相位誤差φ偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時，PSPR急劇下降;當AG→0.9，正交相位誤差φ為10時，PSPR僅有二十幾個dB，邊帶泄漏已非常嚴重。顯然，正交變頻器對正交調制信號(包括正交本振信號)幅度和相位平衡度的要求非常嚴格。

　　在實際電路中，AG的調節較為方便，通過嚴格地調測可以使AG→1。但由于現有集成電路工藝水平的限制和電路布線、布局的影響，把正交相位誤差限制在2