同步降壓轉換器電路設計基礎

　　降壓轉換器的功能在于降低輸入電壓，使之與負載匹配。降壓轉換器的基本拓樸由主開關和斷開期間所用的二極管開關構成。當一個MOSFET與續流二極管并聯時，它就被稱為同步降壓轉換器。這種降壓轉換器布局的效率比過去的降壓轉換器更高，這是因為低邊MOSFET與肖特基二極管采用了并聯方式。圖1為同步降壓轉換器的示意圖，這是當前臺式機和筆記本電腦中最常采用的布局結構。

基本計算方法

　　晶體管開關Q1和Q2均為N溝道功率MOSFET。這兩個MOSFET通常稱為高邊或低邊開關，低邊MOSFET與肖特基二極管并聯。這兩個MOSFET和二極管構成了轉換器的主要功率通道。這些組件的損耗也是總損耗的重要部分。根據紋波電流和紋波電壓可確定輸出LC濾波器的大小。依據每種情況下采用的特殊PWM，可選擇反饋電阻網絡R1和R2。某些器件具備邏輯設置功能，用于設定輸出電壓。要根據功率大小和期望頻率下運行的工作性能來選擇 PWM。這意味著當頻率提高時，需要有足夠的驅動能力驅動MOSFET的門，這構成了標準同步降壓轉換器所需的最小組件數目。

　　設計人員應首先檢查其要求，即V_輸入、V_輸出和I_輸出以及工作溫度要求。然后再將這些基本要求與已得到的功率流、頻率和物理尺寸要求結合起來。

下文是一個典型的設計范例：

1. V_輸入=12Vdc、V_輸出=1.6Vdc、I_輸出=5Adc；
2. 環境溫度為25°C；
3. 初始計算時的最小電源效率大于80%；
4. 標準工作開關頻率為200kHz到600kHz；
5. PWM I.C.的開關頻率為300kHz，作為一個標準公共頻率。

　　根據上述條件可得出輸出功率為8瓦，而輸入功率必須為10瓦。功率損耗為2瓦，它轉化為熱。主要損耗是由晶體管和二極管產生的，所產生的熱量將使半導體的結溫升高。因而在設計過程中必須進行結點和環境的熱計算。

A. 降壓器的占空比計算
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1. D=V_輸出/V_輸入；T=1/f_開關
2. D=1.6V/12V；D=.133；T=1/300kHz；T=3.33us；
3. T_導通=D*T=(0.133)*3.33us；
4. T_關斷=T- T_導通=3.33us-0.443us=2.86us；
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占空比的方程1到4與理論計算完全一致。它們并未考慮直流電阻和半導體的限制。

B. LC輸出濾波器要根據電流和電壓紋波計算

這些參數由負載要求得來，實際計算與組件的ESR和DCR相關。
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5. L=(V_輸出/(dI*F))*(1-V_輸出/ V_輸入 ；I_負載=5Adc；dI=%33* I_負載(紋波)；L=2.7uH；
6. C_輸出 >(L*(dI)²)/(2*(dV)* V_輸出))；V_輸出=1.6；dV=%.75*V_輸出(紋波)；C=180uF；
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C. 功率MOSFET門驅動的計算

　　Cgs和Cds由MOSFET的性能參數得到。在MOSFET性能規范中，以表格和曲線的形式給出電容值。這些值為Ciss、Coss和 Crss，這些參數將由生產廠商列在數據表上。tr和tf可從PWM IC的規范說明書中得到。在詳細的PWM規范說明書中，還列出或畫出與電容負載相連的輸出驅動的上升、下降和延遲時間。PWM規范說明還會給出電流輸出限制，上拉或下拉的直流電阻。

D. 結電容方程
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7. Ciss=Cgd+Cgs 8. Coss=Cgd+Cds
9. Crss=Cgd
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E. 門驅動峰值電流要求的估計

　　由上面三個電容方程和關于MOSFET及PWM的參數表，設計人員就可以利用下面的方程來估計門驅動峰值電流要求。此處的假設是設計人員在計算時設定的門驅動電壓為4.5Vdc。門驅動的公共tr 和td 值在50ns到100ns之間。要注意，當tr和td 減少時，電流驅動也降低。
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10. Igs=(Cgs*Vgs)/tr Igs=(769pF*4.5)/50ns=69.2mA；
11. Ids=(Cds*Vds)/tr Ids=(393pF*12)/50ns=94.3mA；
12. I_總門驅動=Igs+Ids =163.5mA；
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　　還有其它一些計算方法。尤其是有些制造商會提供總的電量Q來計算電流要求。例如Q=23nC，對FDS6690 MOSFET而言，該值對應于255pF，那么50ns時，電流值將為0.46Adc。

F. 功率MOSFET Q1和Q2的計算

Q1稱為高邊MOSFET，其主要損耗為由電壓和電流的升降而引起的轉換損耗。Q2稱為低邊開關，其損耗主要為傳導損耗。

G. 高邊Q1 MOSFET的計算

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13. P_高邊=Crss*V_輸入²*F*I_負載+( V_輸出/V_輸入)* I_負載*Rds(on)；
14. P_高邊=55.1mW+43.3mW=98.4mW
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H. 低邊Q2 MOSFET的計算

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15. P_低邊=(1- V_輸出/V_輸入)* P_高邊*Rds(on)
16. P_低邊=281.7mW
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I. 肖特基二極管的計算
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17. P_二極管=V_二極管*I_負載*(1- V_輸出/V_輸入)*%10；
18. P_二極管=173mW；
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J. 總損耗功率的計算

　　PWM集成電路功耗的計算：可根據制造商的規范說明書來進行。其典型的功耗在50mW和100mW之間?？偣β视嬎阋獙M行上述計算并求和，可以得到功耗值約為653.1mW。由于最初的目標是2W， 因而在一級近似下有足夠的余量。

K. 溫度計算

　　在功率計算的基礎上，可以對有源器件進行穩態熱計算。根據規范說明書，該值為功率乘以Rjc或Rja。要對功率回路上的組件進行熱分析。規范說明書上應有關于電路板的詳細說明，其中包括測量得到的熱阻。例如，典型SO-8封裝的Rja值為78°C/W、125°C/W或135°C/W，隨電路板銅含量及面積的不同而變化。
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19. Q1熱計算： 0.0984W*135°C/W=13.284°C；上升超過25°C，則T_最終=25°C+13.284°C=38.284°C； 20. Q2熱計算： 0.2817W*135°C/W=38.03°C，上升超過25°C，T_最終 =25°C+38.03°C=63.03°C。
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L. 反饋回路的穩定性

　　新的PWM控制芯片是為具有一組電壓參考點的簡單分壓器網絡而設計的。在降壓轉換器中，最常見的問題是輸出電容的ESR零頻率。由于f_開關被3除，該值應較小。因而在這種條件下應為100kHz。對于典型的ESR為.13的150uF電容，F_esr等于8kHz。其方程如下：

F_零=1/(2*3.14*R_esr*C_輸出)。

計算機仿真

　　基本方程將用來計算LC輸出和工作周期?？梢岳妹}沖電壓源構建所需的一定頻率和脈沖寬度的補償電路來仿真這些驅動器。根據參數表，可以挑選一個低Ciss的MOSFET作為Q1，一個低Rds的器件作為底部的MOSFET Q2。選定了這些器件后，就可以載入Spice模型來仿真該電路的電氣和熱效應。該電路如圖2中所示。

　　電路文件使用的是制造商為用戶提供的模型，大部分公司都會提供各自分立產品的Spice模型。Vin=12Vdc，Vout=1.6Vdc，頻率=500kHz。

　　由近似條件下運行所得的仿真結果，可以察看波形來確定組件的有源部分是否超過額定參數。功率也可以用工具計算以提高效率?？梢詫为毜慕M件隔離開來，或將器件的某個特定終端隔離開來。也可通過仿真柵極輸入電流來察看峰值電流是否超過柵極驅動能力。圖3給出了電流流入底部MOSFET柵極端的情形。可以察看峰值電流，調整柵極電阻或選用另一個輸入電容較低的MOSFET。圖3所示為電流流入底部MOSFET柵極端的波形。

　　可利用所提供的計算工具進行瞬態分析，得出效率隨時間的變化關系。從圖4可見，效率在500kHz工作情況下隨時間而增加。

　　仿真過程是一個瞬態分析過程，因而可以察看頂部MOSFET漏極至源極的瞬時功率耗散，還可以看到平均功率耗散隨時間的變化。熱效應的正規分析要用平均功率耗散來計算。瞬時功率耗散可代入熱瞬時分析模型來計算溫度隨時間的變化。其基礎是RC時間常數方程。但是需要設定計算或仿真的熱環境。圖 5是利用Spice仿真MOSFET電氣和熱力學性能的模型。要注意帶電壓源和RC網絡的周圍環境的設置。圖6為門驅動的結溫度隨時間的變化關系。

本文小結

　　目前，在互聯網上可以找到許多仿真工具，有一些半導體公司還在其網站上提供了在線仿真，每家公司對于這些工具的使用都有其自身的特點。集成電路廠商為了展示其芯片性能，通常要提供芯片模型以展示其產品的與眾不同。對于功率組件公司，要提供分立器件模型。

　　設計工具已經發展到從互聯網就可以找到為用戶準備的一級近似工具的地步。制造商推銷的重點在于開發出便于用戶使用的模型和工具。剩余的問題是仿真只能提供模型的信息，詳細的寄生和布線問題并未解決，而且還存在精度和帶寬問題，這些都是今后要繼續解決的問題。

作者：
Thomas R. Winters
高級應用經理
分立功率技術業務部
快捷半導體公司