基于TMS320F2802的實施并網微型太陽能逆變器設計

2.2 輔助電源設計
在微型太陽能逆變器中，我們需要可以向A/D采樣電路、驅動電路、MCU控制器等輸出多電壓的輔助電源。另一方面，這種輔助電源必須完全隔離于一次側到二次側。

因此，我們選擇LM34927芯片；這種芯片具有如下特點：
9到100V的寬輸入范圍
低成本，集成100V、高低側開關
恒定導通時間（COT）控制方案無需環路補償，并具有優異的瞬態響應。
充分保護功能，包括可調節UVLO。

圖9顯示了LM34927的典型應用原理圖。從該原理圖，我們知道，LM34927的一次側為一個降壓電路，而二次側為一個反激拓撲，用于實現隔離。

圖9 LM34927典型應用原理圖

2.3 作為隔離式前端轉換器設計的有源鉗位反激
2.3.1 有源鉗位反激式轉換器概述

圖10顯示了基礎反激拓撲內有源鉗位電路的組合情況。圖中，反激式變壓器被一個等效電路模型代替，其表現出磁化和漏電感（Lr表示除外部電感外一次側反映的總變壓器漏電感）。

開關Q1和Q2與其相關體二極管一起出現。Cr表示兩個開關的寄生電容的并聯電容。與Lr諧振的這種器件電容，實現了Q1的零電壓開關（ZVS）。

利用有源鉗位電路，晶體管關閉電壓尖峰受到控制，變壓器漏電得到回收，并且主開關（Q1）和輔助開關（Q2）的ZVS都成為可能。

這些優點的代價是，需要更多的功率級組件以及更高的控制電路復雜度（兩個開關對一個開關）。

為了描述這種電路的工作情況，我們假設：
理想開關組件
磁化電流始終為非零且為正。
Lr（包括變壓器漏電感）小于變壓器磁化電感Lm（通常為Lm的5%到10%）
Lr中存儲充足的電能，以完全對Cr放電，并開啟Q1的體二極管。

圖 10 有源鉗位反激轉換器的簡化原理圖

2.3.2 有源鉗位反激設計零電壓開關考慮
為了實現Q1的ZVS，Q2必須在諧振電感電流下降區間開啟。否則，諧振電感電流反向（再次變為正），其對Cr再充電，并且失去ZVS（或者至少部分失去）。因此，Q2關閉和Q1開啟之間的延遲時間對ZVS運行至關重要。最佳延遲值為Lr和Cr組成諧振時間的四分之一：

所以，最好是讓停滯時間位于Q1關閉和Q2打開之間，小于Tdelay，以實現部分ZVS狀態。

即使Lr中存儲能量不足以完全對開關電容Cr完全放電，從而最小化Q1和Q2的潛在電壓應力（并獲得更高的轉換器效率），我們必須小心地設計諧振電感Lr、諧振電容Cr和鉗位電容Cc的參數。

2.3.2.1 諧振電感Lr設計
在確定Lm值以后，可對諧振電感進行設計。如前所述，我們假設其值為Lm的一小部分（通常為Lm的5%到10%）。

給定轉換器工作點和Cr值時，要實現ZVS，Lr的大小必須足以完全對開關電容放電。

Lr設計很難，因為諧振電容電壓（Vcr）為Lr值的函數，如下面方程式：

但是，在實際設計中，諧振電感電壓相對較小（相對于Vin+NVo），并且可求解實現ZVS狀態必需的Lr近似最小值：

在要求高輸出電壓的這種應用中，專門的輸出整流器軟開關特性比實現主開關ZVS要更為理想。

2.3.2.2 鉗位電容器Cc設計
根據Lr設計，選擇鉗位電容的值。鉗位電容器和諧振電感形成的諧振頻率足夠低，這樣，當開關關閉時，電源開關便不會出現過多的諧振振鈴。但是，使用過大的鉗位電容值，并不會帶來鉗位性能的改善，并且代價是更大容量（同時也更加昂貴）的電容器。一種較好的折中方法是，選擇一個電容器值，使鉗位電容器和諧振電感形成的諧振時間的一半，超出Q1的最大關閉時間。因此：

其中，DHL表示最大輸入電壓工作，fs為Q1和Q2的工作開關頻率。

電容器額定電壓必須超出NVo，并且超出量為Lr的壓降：

鉗位電容器和諧振電感的諧振時間可通過下列方程式計算得到：


2.3.3 有源鉗位反激的開環仿真
圖11為這種有源鉗位反激的開環仿真模型。下列值用于該仿真：輸入電壓Vin=36V，主MOSFET開關頻率fs=65kHz，諧振電感Lr=0.5µH，諧振電容Cr=1nF，鉗位電容Cc=10µF，主開關MOSFET的最大占空因數D=0.6，而負載Rload=100 ?。