基于DSP實現的開關逆變電源

1 引言

隨著工業和科學技術的發展，用戶對電能質量的要求越來越高。包括市電在內的所有原始電能可能滿足不了用戶的要求，必須經過處理后才能使用，逆變技術在這種處理中起到了重要的作用。傳統的逆變技術多為模擬控制或模擬與數字相結合的控制系統，其缺點為

1）控制電路的元器件比較多，體積龐大，結構復雜；

2）靈活性不夠，硬件電路一旦設計完成，控制策略就不能改變；

3）調試比較麻煩，由于元器件特性的差異，致使電源一致性差，且模擬器件的工作點漂移，會導致系統參數的漂移，從而給調試帶來不便。

因此，傳統的逆變器在許多場合已不適應新的要求。

隨著高速、廉價的數字信號處理器（DSP——Digital Signal Processor）的問世，于是便出現了數字電源（DPS——Digital Power Supply）。其優點有

1）數字化更容易實現數字芯片的處理和控制，避免模擬信號傳遞的畸變、失真，減少雜散信號的干擾；

2）便于系統調試；

3）如果將網絡通迅和電源軟件調試技術相結合，可實現遠程遙感、遙測、遙調。

這些使得逆變電源數字化控制成為今后的發展趨勢。

本文采用TI公司專門為電機及電力電子領域設計的TMS320LF2407型DSP作為控制器，介紹數字化周波逆變器的硬件設計和軟件設計。

2 TMS320LF2407的結構特點

TMS320LF2407具有高速信號處理和數字化控制功能所必需的結構特點。將其優化的外設單元和高性能的DSP內核相結合，可以為各種類型電機提供高速和全變速的先進控制技術。其主要特點為

1）其系統運行主頻達30MHz，使得指令周期縮短到33ns，絕大部份指令均可在單周期內完成，提高了控制器的實時能力。

2）2個事件管理器模塊EVA和EVB，每個包括2個16位通用定時器；8個16位的脈寬調制（PWM）通道。它們能夠實現三相反相器控制；PWM的對稱和非對稱波形；當外部引腳PDPINTx出現低電平時快速關閉PWM通道；可編程的PWM死區控制以防止上下橋臂同時輸入觸發脈沖；16通道A/D轉換器等功能。事件管理模塊適用于控制交流感應電機、無刷直流電機、開關磁阻電機、步進電機、多級電機和逆變器。

3）10位A/D轉換器最小轉換時間為500ns，可選擇由兩個事件管理器來觸發兩個8通道輸入A/D轉換器或一個16通道輸入的A/D轉換器。

4）高達40個可單獨編程或復用的通用輸入/輸出引腳(GPIO)。

3 系統結構

本系統由主電路和控制電路兩部分組成，如圖1所示。主電路部分，采用移相式零電壓、零電流（PS－ZVZCS）全橋變換器和相控周波變換器PCCYC（Phase ControlLED Cycle Converter）。跟其它變換器相比，相控周波變換器始終都可以工作在第一、三象限，與移相技術相結合，可以極大地提高高頻變壓器的工作效率。同時，采用高頻環進行逆變，因而無須采用工頻變壓器，使體積減小。全橋變換器部分，利用可飽和電感Lr和隔直電容Cr實現對環流的阻斷，可以在很寬的負載范圍內實現超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS，減小了開關應力，降低了損耗，提高了工作效率。Lr和Cr的選擇可參考文獻[4]。控制部分，采用快速、高效的DSP作為核心控制器，通過光耦隔離，并有IGBT自保護的專門驅動芯片EXB841來驅動主電路中的功率開關管。與采樣電路，保護電路配合，可對輸出實行實時控制，具有較快的動態響應速度和良好的輸出特性。

圖1 系統結構圖

4 工作原理

Q1～Q4構成全橋，Q5、Q6組成周波變換器。開關管的驅動波形如圖2所示。

圖2 開關管的驅動波形

整個工作過程可分為4個階段，下面分別說明。

第一階段 Q1、Q4導通

當Q1、Q4（有相位差）導通，并讓Q5提前導通，直流側的能量便可傳輸到輸出端。此時諧振電感儲能，Q5軟開通，減少了開關損耗。如圖2中ug5所示。

第二階段 諧振

由于電路隔直電容和諧振電感（包括變壓器中漏感）諧振，電感在第一階段所保存的能量得以釋放。當諧振電流到零時，關斷Q1。此階段Q2、Q4導通，Q5延遲一段時間再關斷。如圖2中ug5所示。

第三階段 Q2，Q3導通

在此階段，使Q6在Q2，Q3導通前提前導通。當Q2，Q3（Q1，Q2之間有死區）導通時，直流側的能量便可傳遞到輸出端，此時Q6為軟開通。如圖2中ug6所示。

第四階段 諧振

工作原理同第二階段類似，此時電流方向與第二階段相反，當電感上的能量釋放完畢，關斷Q6。此時一個周期便結束，開始下一個周期。

從圖1可以看出，無論變壓器副邊電壓極性如何，若Q5導通、Q6關斷，則輸出端OUT1為正，OUT2為負；若Q6導通，而Q5關斷，則OUT2為正，而OUT1為負。所以，控制Q5，Q6的導通順序，即可控制輸出端的極性，并可獲得多種波形，例如交流、脈沖等波形均可實現。如要輸出正弦波的正半周時，PULS1控制Q1，Q4，PULS2控制Q2，Q3，并同時讓Q5，Q6相應地提前導通，便可輸出正弦波的正半周，如圖3所示。

（a） 驅動波形

（b） 輸出波形

圖3 輸出正弦波的正半周

要輸出正弦波的負半周，只需讓Q5，Q6的導通順序交換便可，如圖4所示。

（a）

（b）

圖4 輸出正弦波的負半周

5 軟件實現

TMS320LF2407的處理速度為30MIPS，幾乎所有的指令都可在50ns的單周期內完成，配合其強大的指令運算功能，很容易實現各種控制算法及高速的實時采樣，可提高系統的工作效率。為了改善系統的動態品質，并減小系統的靜差，采用了閉環來實現各個功率變換環節的控制。

5.1 PWM波的輸出

本文采用三角波作為載波的規則采樣法，來獲得等高不等寬的矩形波，即脈沖。每個脈沖的中點都與相應的三角波的中點相對應，在三角波的負峰值時刻tD對正弦調制波采樣而得D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A點和B點，如圖5所示。則有

δ=Tc(1＋sinωrtD)/2

圖5 采樣三角波載波的規則采樣法

根據這一關系式，如果一個周期內有N個矩形波，則第i個矩形波的占空比為

Dr=0.5＋0.5sin(i＊2π/N)

用周期和占空比分別去設定TMS320LF2407中PWM電路相應的寄存器，便可在PWMx(x=1,2,3,4,7,8)上獲得所需的PWM脈沖波形，由這些PWM脈沖去控制相應的6個開關管，便可輸出正弦波形。要注意的是，輸出正弦波質量的高低與用作控制的正弦波的離散數量有關，如果離散數量越多，則輸出的正弦波就越平滑，但卻增加了DSP的運算量。反之輸出會越差。因此，對具體的應用場合，要選擇合適的離散值。定時器T1，T3被設定為下溢和周期匹配中斷方式，用作PWM輸出時基，工作在連續增/減記數模式。

5.2 實時采樣

采用TMS320LF2407中集成的16路ADC轉換電路實現電壓、電流采樣（每一通道的最小轉換時間為500ns）。通過采樣模塊MAX122，將采樣信號轉換為LF2407的ADC所需的0～3.3V電平。在一個工頻周期中，將采樣200次（開關頻率為20kHz）。一旦有沖擊性負載存在，將導致輸出電流，或電壓過高，使DSP能及時捕獲此突變。DSP將調用相應的子程序來處理過壓或過流情況，以保護整個電路的正常運行。定時器T2被設定為下溢和周期中斷方式，用作ADC采樣的控制時基，工作在連續增/減記數模式。

6 實驗結果

根據以上原理，初步設計了一臺實驗系統，并獲得了比較好的效果。其主要技術參數如表1所列。

表1 主要技術參數

圖6為全橋電路中隔直電容上的電壓，圖7為變壓器一次側中性點電壓及變壓器一次側電流波形。

時間：5μs/div，電壓：2V/div，

圖6 隔直電容電壓

時間：5μs/div，電壓：150V/div，電流：5A/div

圖7 一次側中性點電壓及一次側電流

可以看出，全橋電路中的開關管在隔直電容和飽和電感諧振作用下，實現了軟開通和軟關斷。圖8為輸出電壓波形。

圖8 輸出電壓波形

7 結語

本文介紹了基于DSP數字化控制的相控周波變換器電路拓撲結構，分析了其工作原理，并提出了控制信號的產生過程。實驗結果證明了數字化實現的正確性，并取得了較好的效果。可以肯定，采用數字化實現的高頻鏈周波變換器比傳統的基于模擬或模擬與數字相結合的逆變器具有更強的優越性。數字化使得系統具有很強的可編程性，無論在調試，還是在產品更新或升級等方面都具有傳統逆變器所不可以比擬的優勢。