高功率便攜式DC-DC轉換中MOSFET功耗的計算

圖2 典型MOSFET的導通電阻溫度系數

圖3 該降壓型開關調節器中的MOSFET經本文選代過程選出，用于驅動高性能CPU

表1 MOSFET封裝的典型熱阻

在設計高電流電源時，MOSFET是最難確定的元件。這一點在筆記本電腦中尤其顯著，電源設計常常要面臨狹小的空間、靜止的氣流以及來自于附近其它元件的熱量等不利因素。而且，除了電源下面少量的印制板銅膜外，沒有任何其它手段可以用來協助耗散功率。在挑選MOSFET時，首先要考慮有足夠的電流處理能力，并具有足夠的散熱通道，還要量化地考慮必要的熱耗和保證足夠的散熱路徑。本文將逐步說明如何計算這些MOSFET的功率耗散，并確定它們的工作溫度。然后，通過分析一個多相、同步整流、降壓型CPU核電源中某一個20A單相的設計實例，進一步闡明這些概念。

計算MOSFET的耗散功率
為了確定MOSFET是否適合于某特定應用，必須計算一下其功率耗散，主要包含阻性和開關損耗兩部分：
PDDEVICE TOTAL = PDRESISTIVE + PDSWITCHING
由于MOSFET的功率耗散很大程度上依賴于它的導通電阻(RDS(ON))，因此從計算RDS(ON)出發。但是MOSFET的RDS(ON)與它的結溫(TJ)有關，TJ又依賴于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的熱阻(qJA)。本文采用一種迭代過程獲得所需要的結果，如圖1所示。
迭代過程始于為每個MOSFET假定一個結溫，然后，計算每個MOSFET各自的功率耗散和允許的環境溫度，當允許的環境氣溫達到或略高于期望的機殼內最高溫度時，此過程結束。有些設計試圖使這個計算所得的環境溫度盡可能高，這樣作就要求采用更昂貴的MOSFET，在MOSFET下鋪設更多的銅膜，或者要求采用一個更大、更快速的風扇產生氣流——這些都不是我們所期望的。
本文采用逆向的考慮方法，先假定一個MOSFET結溫，然后再計算環境溫度。對于開關MOSFET和同步整流器，可以選擇一個最大允許的管芯結溫(TJ(HOT))作為迭代過程的出發點。多數MOSFET的數據手冊只規定了25℃下的最大RDS(ON)，不過最近有些產品也提供了125℃下的最大值。MOSFET的RDS(ON)隨著溫度而增加，典型溫度系數在0.35%/℃至0.5%/℃之間，見圖2。如果拿不準，可以用一個較為保守的溫度系數和MOSFET的25℃規格(或125℃規格，如果有的話)近似估算在選定的TJ(HOT)下的最大RDS(ON)：
RDS(ON)HOT = RDS(ON)SPEC[1 + 0.005 (TJ(HOT) - TSPEC)]
其中，RDS(ON)SPEC是計算所用的MOSFET導通電阻，TSPEC是規定RDS(ON)SPEC時的溫度。利用計算出的RDS(ON)SPEC，可以確定同步整流器和開關MOSFET的功率消耗，具體做法如下所述。
下面將討論如何計算各個MOSFET在給定的管芯溫度下的功率消耗，以及完成迭代過程的后續步驟(整個過程詳述于圖1)。
圖1展示了選擇各MOSFET(同步整流器和開關MOSFET)的迭代過程。在此過程中，各MOSFET的結溫為假定值，兩個MOSFET的功率耗散和允許環境溫度通過計算得出。當允許的環境溫度達到或略高于我們所期望的機箱內最高溫度時(機箱內安裝了電源及其所驅動的電路)，此過程結束。

同步整流器的功率消耗
除最輕負載以外，各種情況下同步整流器MOSFET的漏-源電壓在打開和關閉過程中都會被續流二極管鉗位。因此，同步整流器幾乎沒有開關損耗，它的功率消耗很容易計算，只需要考慮阻性損耗即可。
最壞情況下的損耗發生在同步整流器工作在最大占空比時，也就是當輸入電壓達到最大時。利用同步整流器的RDS(ON)SPEC和工作占空比，通過歐姆定律，可以近似計算出它的功率消耗：
PDSYNCHRONOUS RECTIFIER=[ILOAD2 ·RDS(ON)HOT]·[1-(VOUT/VINMAX)]

開關MOSFET的功率耗散
開關MOSFET的阻性損耗計算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比(不同于前者)和RDS(ON)SPEC：
PDRESISTIVE=[ILOAD2·RDS(ON)HOT] ·(VOUT / VIN)
開關MOSFET的開關損耗計算起來比較困難，因為它依賴于許多難以量化并且通常沒有規格的因素，這些因素同時影響到打開和關閉過程。可以用以下粗略的近似公式對某個MOSFET進行評價，然后通過實驗對其性能進行驗證：
PDSWITCHING = (CRSS·VIN2·fSW ·ILOAD) / IGATE
其中CRSS是MOSFET的反向傳輸電容(數據手冊中的一個參數)，fSW為開關頻率，IGATE是MOSFET的柵極驅動器在MOSFET處于臨界導通(VGS位于柵極充電曲線的平坦區域)時的吸收/源出電流。
選定功率耗散最小的MOSFET器件，這個器件應該具有均衡的阻性和開關損耗。使用更小(更快)的器件所增加的阻性損耗將超過它在開關損耗方面的降低，而更大(RDS(ON)更低)的器件所增加的開關損耗將超過它對于阻性損耗的降低。
如果VIN是變化的，需要在VIN(MAX)和VIN(MIN)下分別計算開關MOSFET的功率耗散。MOSFET功率耗散的最壞情況可能會出現在最低或最高輸入電壓下。該耗散功率是兩種因素之和：在VIN(MIN)時達到最高的阻性耗散(占空比較高)，以及在VIN(MAX)時達到最高的開關損耗(由于VIN2項的緣故)。一個好的選擇應該在VIN的兩種極端情況下具有大致相同的耗散，并且在整個VIN范圍內保持均衡的阻性和開關損耗。
如果損耗在VIN(MIN)時明顯高，則阻性損耗起主導作用。這種情況下，可以考慮用一個更大一點的開關MOSFET(或將一個以上的多個管子相并聯)以降低RDS(ON)。但如果在VIN(MAX)時損耗顯著高，則應該考慮降低開關MOSFET的尺寸(如果是多管并聯的話，或者去掉一個MOSFET)，以便使其開關速度更快一點。
如果阻性和開關損耗已達平衡，但總功耗仍然過高，有多種辦法可以解決：
?改變問題的定義。例如，重新定義輸入電壓范圍。
?改變開關頻率以便降低開關損耗，有可能使用更大一點、RDS(ON)更低的開關MOSFET。
?增加柵極驅動電流，有可能降低開關損耗。MOSFET自身的內部柵極電阻最終限制了柵極驅動電流，實際上限制了這種方法的有效性。
?采用一個改進技術的MOSFET，以便同時獲得更快的開關速度、更低的RDS(ON)和更低的柵極電阻。
脫離某個給定的條件對MOSFET的尺寸作更精細的調整是不大可能的，因為器件的選擇范圍是有限的。選擇的底線是MOSFET在最壞情況下的功耗必須能夠被耗散掉。

熱阻
按照圖1所示，繼續進行迭代過程的下一步，以便尋找合適的MOSFET來作為同步整流器和開關MOSFET。這一步是要計算每個MOSFET周圍的環境氣溫，在這個溫度下，MOSFET結溫將達到假定值。為此，首先需要確定每個MOSFET結到環境的熱阻(qJA)。
熱阻的估算可能會比較困難。單一器件在一個簡單的印刷板上的qJA的測算相對容易一些，而要在一個系統內去預測實際電源的熱性能是很困難的，那里有許多熱源在爭奪有限的散熱通道。如果有多個MOSFET被并聯使用，其整體熱阻的計算方法，和計算兩個以上并聯電阻的等效電阻一樣。
在此從MOSFET的qJA規格開始。對于單一管芯、8引腳封裝的MOSFET來講，qJA通常接近于62℃/W。其他類型的封裝，有些帶有散熱片或暴露的導熱片，其熱阻一般會在40℃/W至50℃/W(表1)。可以用下面的公式計算MOSFET的管芯相對于環境的溫升：
TJ(RISE) = PDDEVICE TOTALqJA
接下來，計算導致管芯達到預定TJ(HOT)時的環境溫度：
TAMBIENT=TJ(HOT)-TJ(RISE)
如果計算出的TAMBIENT低于機殼的最大額定環境溫度(意味著機殼的最大額定環境溫度將導致MOSFET的預定TJ(HOT)被突破)，必須采用下列一條或更多措施：
?升高預定的TJ(HOT)，但不要超出數據手冊規定的最大值。
?選擇更合適的MOSFET以降低MOSFET的功耗。
?通過增加氣流或MOSFET周圍的銅膜降低qJA。
重算TAMBIENT(采用速算表可以簡化計算過程，經過多次反復方可選出一個可接受的設計)。
另一方面，如果計算出的TAMBIENT高出機殼的最大額定環境溫度很多，可以采取下述可選步驟中的任何一條或全部：
?降低預定的TJ(HOT)。
?減小專用于MOSFET散熱的銅膜面積。
?采用更廉價的MOSFET。
這些步驟是可選的，因為在此情況下MOSFET不會因過熱而損壞。不過，通過這些步驟，只要保證TAMBIENT高出機殼最高溫度一定裕量，就可以降低線路板面積和成本。
上述計算過程中最大的誤差源來自于qJA。仔細閱讀數據手冊中有關qJA規格的所有注釋發現，一般規范都假定器件安裝在1平方英寸的2oz銅膜上，銅膜耗散了大部分的功率，不同數量的銅膜qJA差別很大。例如，帶有1平方英寸銅膜的D-Pak封裝qJA會達到50℃/W。但是如果只將銅膜鋪設在引腳的下面，qJA將高出兩倍，見表1。
如果將多個MOSFET并聯使用，qJA主要取決于它們所安裝的銅膜面積。兩個器件的等效qJA可以是單個器件的一半，但必須同時加倍銅膜面積。也就是說，增加一個并聯的MOSFET而不增加銅膜的話，可以使RDS(ON)減半但不會改變qJA很多。
最后，qJA規范通常都假定沒有任何其它器件向銅膜的散熱區傳遞熱量。但在高電流情況下，功率通路上的每個元件，甚至是印刷板線條都會產生熱量。為了避免MOSFET過熱，需仔細估算實際情況下的qJA，并采取下列措施：
?仔細研究選定MOSFET現有的熱性能方面的信息。
?考察是否有足夠的空間，以便設置更多的銅膜、散熱器和其它器件。
?確定是否有可能增加氣流。
?觀察一下在假定的散熱路徑上，是否有其它顯著散熱的器件。
?估計一下來自周圍元件或空間的過剩熱量或冷量。

設計實例
圖3所示的CPU核電源提供1.3V/40A輸出。兩個工作于300kHz的相同的20A功率級總共提供40A輸出電流。MAX1718主控制器驅動其中一級，而MAX1897從控制器驅動另一級。該電源的輸入范圍8V至20V，機殼的最大額定環境溫度為60℃。
同步整流器由兩片并聯的IRF7822 MOSFET組成，組合器件的最大RDS(ON)在室溫下為3.25mW，在115℃(預定的TJ(HOT))下近似為4.7mW。在最大占空比94%，20A負載電流，以及4.7mW最大RDS(ON)時，這些并聯MOSFET的功耗大約為1.8W。提供2in2銅膜來耗散這些功率，總體qJA大約為31℃/W。組合MOSFET的溫升將接近于55℃，因此該設計應該能夠工作在最高60℃的環境溫度下。
開關MOSFET由兩只IRF7811W MOSFET并聯組成，組合器件的最大RDS(ON)在室溫下為6mW，在115℃(預定的TJ(HOT))下近似為8.7mW，組合后的CRSS為240pF。MAX1718和MAX1897的1W柵極驅動器可提供將近2A驅動。VIN=8V時，阻性損耗為0.57W，而開關損耗近似為0.05W。輸入為20V時，阻性損耗為0.23W而開關損耗近似為0.29W。總損耗在各工作點大致保持平衡，最壞情況(最低VIN)下的總損耗為0.61W。
由于這個功耗水平不算高，只需在這些MOSFET下面鋪設0.5in2的銅膜面積，達到將近55℃/W的總體qJA。這將產生35℃的溫升，允許工作于最高80℃的環境溫度。
本例中的銅膜面積只考慮了MOSFET的需求。如果還有其它器件向這個區域散熱的話，可能還需要更多的敷銅面積。如果沒有足夠的空間增加敷銅，則可以降低總功耗，傳遞熱量到低耗散區，或者采用主動的辦法將熱量移走。

結語
熱管理是高功率便攜式設計中難度較大的領域之一，這種難度迫使我們有必要采用上述迭代過程。盡管該過程能夠引領板級設計者靠近最終設計，但是還必須通過實驗來最終確定設計流程是否足夠精確。計算MOSFET的熱性能，提供足夠的耗散途徑，然后在實驗室中檢驗這些計算，將有助于獲得一個更佳的熱設計。■