大屏幕LCD背光照明的控制方案

式（1）中，Ts=1/fs，k=[1，...N]，0≤t＜Ts。由于開關頻率fs遠大于線路頻率fl，第k個開關轉換期內的整流直流電路電壓可表示成式（2）。

假設第k個取樣期的Vdc（k）為常量，電感電流和被檢電壓可分別表示為式（3）和式（4）。

被檢電壓R-C通過濾波電路RF和CF被延遲，濾波后的輸出電壓可按式（5）計算。

圖4所示為CR-PWM受控電流與其真實電流偏差隨直流電路電壓幅度而變化的關系。如果時間常數RF和CF改變，各取樣時刻的電流偏差也隨之改變，如式（5）所示。

圖4 控制電流和真實感應電流隨電壓改變而變化

CR-PWM電流控制器會控制被檢信號vid（t），因此它必需具有相同的Vi*值。如果線路電壓Vdc（k）增加，電感中的感應電流變化速度將變大，而感應電流在正弦波中心附近也會變大。圖5所示為線路電流波形隨RF和CF濾波電路時間常數變化的仿真結果。
如圖5所示，時間常數越大，交流線路電流波形越接近真正的正弦波，但電流的瞬態響應將變差。不過，由于這種轉換器用于驅動LED電流，電流動態響應變慢不是個大問題。

圖5 線路電流波形隨RF和CF濾波電路時間常數變化的仿真

圖6給出了采用改進CR-PWM控制器來獲得正弦波形的基本原理。如圖6所示，被測信號的電流峰值受制于I*。由于RF和CF組成的電路產生時間延遲，MOSFET漏極電流可能高于I*。延遲的反饋電流峰值一旦達到I*，MOSFET將會關斷。

圖6 改進的CR-PWM控制方法使電流接近正弦波

此外，當直流電路電壓處于90°相位或附近時，如圖6所示，MOSFET的導通時間將變小。這樣，交流線路電流波形就會呈現類似于功率因數校正在關鍵導通模式或非連續導通模式（DCM）時，采用典型升壓轉換器時的波形。因此，必需在降低線路電流的總諧波失真（THD）和提高電流動態響應速度之間做出權衡。