評判光伏逆變器拓撲結構及功率器件標準

對于傳統電力電子裝置的設計，我們通常是通過每千瓦多少錢來衡量其性價比的。但是對于光伏逆變器的設計而言，對最大功率的追求僅僅是處于第二位的，歐洲效率的最大化才是最重要的。因為對于光伏逆變器而言，不僅最大輸出功率的增加可以轉化為經濟效益，歐洲效率的提高同樣可以，而且更加明顯。歐洲效率的定義不同于我們通常所說的平均效率或者最高效率。它充分考慮了太陽光強度的變化，更加準確地描述了光伏逆變器的性能。歐洲效率是由不同負載情況下的效率按照不同比重累加得到的，其中半載的效率占其最大組成部分（圖1）。

圖 1: 歐洲效率計算比重

因此為了提高光伏逆變器的歐洲效率，僅僅降低額定負載時的損耗是不夠的，必須同時提高不同負載情況下的效率。歐效的改善所帶來的經濟效益也很容易通過計算得到。例如以一個額定功率 3kw 的光伏逆變器為例，根據現在市場上的成本估算，光伏發電每千瓦安裝成本大約需要 4000 歐元[2]，那也就意味著光伏逆變器每提高歐效 1%就可以節省 120 歐元。提高光伏逆變器的歐洲效率帶來的經濟效益是顯而易見的，“不惜成本”追求更高的歐效也成為現在光伏逆變器發展的趨勢。

功率器件的選型

在通用逆變器的設計中，綜合考慮性價比因素，IGBT 是最多被使用的器件。因為 IGBT 導通壓降的非線性特性使得 IGBT 的導通壓降并不會隨著電流的增加而顯著增加。從而保證了逆變器在最大負載情況下，仍然可以保持較低的損耗和較高的效率。但是對于光伏逆變器而言，IGBT 的這個特性反而成為了缺點。因為歐洲效率主要和逆變器不同輕載情況下效率的有關。在輕載時，IGBT 的導通壓降并不會顯著下降，這反而降低了逆變器的歐洲效率。相反，MOSFET 的導通壓降是線性的，在輕載情況下具有更低的導通壓降，而且考慮到它非常卓越的動態特性和高頻工作能力，MOSFET 成為了光伏逆變器的首選。另外考慮到提高歐效后的巨大經濟回報，最新的比較昂貴的器件，如 SiC 二極管，也正在越來越多的被應用在光伏逆變器的設計中，SiC 肖特基二極管可以顯著降低開關管的導通損耗，降低電磁干擾。

光伏逆變器的設計目標

對于無變壓器式光伏逆變器，它的主要設計目標為：

·對太陽能電池輸入電壓進行最大功率點跟蹤，從而得到最大的輸入功率
·追求光伏逆變器最大歐效
·低的電磁干擾

為了得到最大輸入功率，電路必須具備根據不同太陽光條件自動調節輸入電壓的功能，最大功率點一般在開環電壓的 70%左右，當然這和具體使用的光伏電池的特性也有關。典型的電路是通過一個 boost 電路來實現。然后再通過逆變器把直流電逆變為可并網的正弦交流電。

單相無變壓器式光伏逆變器拓撲介紹

拓撲結構的選擇和光伏逆變器額定輸出功率有關。對于 4kw 以下的光伏逆變器，通常選用直流母線不超過 500V，單相輸出的拓撲結構。

圖 2: 單相無變壓器式光伏逆變器功能圖

這個功能（圖 2）可以通過以下的原理圖實現（圖 3）。

圖 3: 單相無變壓器式光伏逆變器原理圖

Boost 電路通過對輸入電壓的調整實現最大功率點跟蹤。H 橋逆變器把直流電逆變為正弦交流電注入電網。上半橋的 IGBT 作為極性控制器，工作在 50HZ，從而降低總損耗和逆變器的輸出電磁干擾。下半橋的 IGBT 或者 MOSFET 進行PWM 高頻切換，為了盡量減小 Boost 電感和輸出濾波器的大小，切換頻率要求盡量高一些，如 16KHz。我們推薦使用功率模塊來設計光伏逆變器，因為把圖 3 拓撲結構上的所有器件集成到一個模塊里面可以提供以下優點：

安裝簡單，可靠
研發設計周期短，可以更快地把產品推向市場
更好的電氣性能

而對于模塊的設計，我們必須保證：

1. 直流母線環路低電感設計

為了實現這個目標，我們必須同時降低模塊內部和外部的寄生電感。為了降低模塊內部的寄生電感，必須優化模塊內部的綁定線，管腳布置以及內部走線。為了降低模塊外部寄生電感，我們必須保證在滿足安全間距的前提下，Boost 電路和逆變橋電路的直流母線正負兩端盡量靠近。

2. 給快速開關管配置專有的驅動管腳

開關管在開關過程中，綁定線的寄生電感會造成驅動電壓的降低。從而導致開關損耗的增加，甚至開關波形的震蕩。在模塊內部，通過給每個開關管配置專有的驅動管腳（直接從芯片上引出），這樣就可以保證在驅動環路中不會有大電流流過，從而保證驅動回路的穩定可靠。這種解決方案目前只有功率模塊可以實現，單管 IGBT 還做不到。

圖 4 顯示了 Vincotech 公司最新推出的光伏逆變器專用模塊 flowSOL-BI（P896-E01），它集成了上面所說的優點：

圖 4: flowSOL-BI – boost 電路和全橋逆變電路

技術參數：
Boost 電路由 MOSFET(600V/45mΩ)和 SiC 二極管組成
旁路二極管主要是當輸入超過額定負載時，旁路 Boost 電路，從而改善逆變器整體效率
H 橋電路上半橋由 75A/600V IGBT 和 SiC 二極管組成，下半橋由MOSFET(600V/45mΩ)組成
集成了溫度檢測電阻

單相無變壓器光伏逆變器專用模塊 flowSOL0-BI 的效率計算

這里我們主要考慮功率半導體的損耗，其他的無源器件，如 Boost 電感，輸出濾波電感的損耗不計算在內。

基于這個電路的相關參數，仿真結果如下：

條件：

Pin=2kW
fPWM = 16kHz
VPV-nominal = 300V
VDC = 400V

圖 5: boost 電路效率仿真結果 EE=99.6%

圖 6: flowSOL-BI 逆變電路效率仿真結果 - EE=99.2%
標準 IGBT 全橋 – EE=97.2% (虛線)

根據仿真結果我們可以看到，模塊的效率幾乎不隨負載的降低而下降。模塊總的歐洲效率(Boost+Inverter)可以達到 98.8%。即使加上無源器件的損耗，總的光伏逆變器的效率仍然可以達到 98%。圖 6 虛線顯示了使用常規功率器件，逆變器的效率變化。可以明顯看到，在低負載時，逆變器效率下降很快。

三相無變壓器光伏逆變器拓撲結構介紹

大功率光伏逆變器需要使用更多的光伏電池組和三相逆變輸出（圖 7），最大直流母線電壓會達到 1000V。

圖 7: 三相無變壓器式光伏逆變器功能圖

這里標準的應用是使用三相全橋電路。考慮到直流母線電壓會達到 1000V，那開關器件就必須使用 1200V 的。而我們知道，1200V 功率器件的開關速度會比 600V 器件慢很多，這就會增加損耗，影響效率。對于這種應用，一個比較好的替代方案是使用中心點鉗位(NPC=neutral point clamped)的拓撲結構（圖 8）。這樣就可以使用 600V 的器件取代 1200V 的器件。

圖 8: 三相無變壓器 NPC 光伏逆變器原理圖

為了盡量降低回路中的寄生電感，最好是把對稱的雙 Boost 電路和 NPC 逆變橋各自集成在一個模塊里。

雙 Boost 模塊技術參數（圖 9）：

雙 Boost 電路都是由 MOSFET(600V/45 mΩ)和 SiC 二極管組成
旁路二極管主要是當輸入超過額定負載時，旁路 Boost 電路，從而改善逆變器整體效率
模塊內部集成溫度檢測電阻

NPC 逆變橋模塊的技術參數（圖 10）：

中間換向環節由 75A/600V 的 IGBT 和快恢復二極管組成
上下高頻切換環節由 MOSFET(600V/45 mΩ)組成
中心點鉗位二極管由 SiC 二極管組成
模塊內部集成溫度檢測電阻

圖 10: flowSOL-NPI – NPC 逆變橋

對于這種拓撲結構，關于模塊的設計要求基本類似于前文提到的單相逆變模塊，唯一需要額外注意的是，無論是雙 Boost 電路還是 NPC 逆變橋，都必須保證DC+,DC-和中心點之間的低電感設計。有了這兩個模塊，就很容易設計更高功率輸出光伏逆變器。例如使用兩個雙Boost 電路并聯和三相 NPC 逆變橋就可以得到一個高效率的 10kW 的光伏逆變器。而且這兩個模塊的管腳設計充分考慮了并聯的需求，并聯使用非常方便。

圖 11: 雙 boost 模塊并聯和三相 NPC 逆變輸出模塊布局圖

針對 1000V 直流母線電壓的光伏逆變器，NPC 拓撲結構逆變器是目前市場上效率最高的。圖 12 比較了 NPC 模塊(MOSFET+IGBT)和使用 1200V 的 IGBT 半橋模塊的效率。

圖 12: NPC 逆變橋輸出效率（實線）和半橋逆變效率（虛線）比較

根據仿真結果，NPC 逆變器的歐效可以達到 99.2%，而后者的效率只有 96.4%.。NPC 拓撲結構的優勢是顯而易見的

下一代光伏逆變器拓撲的設計思路介紹

目前混合型 H 橋（MOSFET＋IGBT）拓撲已經取得了較高的效率等級。而下一代的光伏逆變器，將會把主要精力集中在以下性能的改善：

效率的進一步提高
無功功率補償
高效的雙向變換模式

單相光伏逆變器拓撲結構

對于單相光伏逆變器，首先討論如何進一步提高混合型 H 橋拓撲的效率（如圖 13）。

圖 13: 光伏逆變器的發展－混合型

在圖 13 中，上橋臂 IGBT 的開關頻率一般設定為電網頻率（例如 50Hz），而下橋臂的 MOSFET 則工作在較高的開關頻率下，例如 16kHz，來實現輸出正弦波。仿真顯示，這種逆變器拓撲在 2kW 額定功率輸出時，效率可以達到 99.2％。由于 MOSFET 內置二極管的速度較慢，因此 MOSFET 不能被用在上橋臂。

由于上橋臂的 IGBT 工作在 50Hz 的開關頻率下，實際上并不需要對該支路進行濾波。因此對電路拓撲進行優化，可以得到圖 14 所示的發射極開路型拓撲。這種拓撲的優點是只有有高頻電流經過的支路才有濾波電感，從而減小了輸出濾波電路的損耗。

圖 14 改進的無變壓器上橋臂發射極開路型拓撲

目前 Vincotech 公司已經有標準的發射極開路型 IGBT 模塊產品，型號是flowSOL0-BI open E (P896-E02)，如圖 15 所示：

圖 15: flowSOL0-BI-open E (P896-E02)

技術參數：

升壓電路采用 MOSFET(600V/45 mΩ)和 SiC 二極管組成
旁路二極管主要是當輸入超過額定負載時，旁路 Boost 電路，從而改善逆變器整體效率
H 橋的上橋臂采用 IGBT（600V/75A）和 SiC 二極管，下橋臂采用MOSFET(600V/45 mΩ)
模塊內部集成溫度檢測電阻

下面再來分析一下圖 14 所示的發射極開路型拓撲。當下橋臂的 MOSFET工作時，與上橋臂 IGBT 反并聯的二極管卻由于濾波電感的作用沒有工作，這樣就可以在上橋臂也使用 MOSFET，在輕載時提高逆變器的效率。仿真結果顯示，在 2kW 額定功率輸出時，這種光伏逆變器的歐效可以提高 0.2%，從而使效率達到 99.4%。在實際的應用場合中，這種拓撲對效率的提高會更多，因為仿真結果是在假定芯片結溫 125℃的情況下得到的，但由于 MOSFET 體積較大，且光伏逆變器經常工作在輕載情況下，MOSFET 芯片結溫遠遠低于 125℃，因此實際工作時 MOSFET 的導通阻抗 RDS-on 將比仿真時的數值要低，損耗相應也會更小。如何解決無功功率的問題呢？這種電路拓撲處理無功功率的唯一方法就是使用 FRED－FET，但這些器件的導通阻抗 RDS-on 通常都很高。另一個缺點是其反向恢復特性較差，影響無功補償和雙向變換時的性能。但是在某些特殊應用中，如果必須通過無功功率來測量線路阻抗或者保護某些元器件，那么圖 16 所示拓撲將可以滿足以上要求。

圖 16: 適應無功負載的全 MOSFET 拓撲

圖 16 所示拓撲結構允許純無功負載，能夠提高對電網的無功補償，也能滿足雙向功率流動，例如實現高效電池充電。如果應用 SiC 肖特基二極管，這種電路拓撲將可以達到更高的效率等級。

圖 17: 2kW 額定功率下不同拓撲結構的歐洲效率

三相光伏逆變器拓撲結構

對于 NPC 拓撲的三相光伏逆變器也可以做類似的改進。

圖 18: 三電平逆變器

以一相為例，在 2kW 額定輸出時，三電平逆變器（圖 18）可以達到 99.2%的歐效。稍作改動，該拓撲就可以實現無功功率流動。

圖 19: 可實現無功功率輸出的 NPC 拓撲逆變器

在輸出與直流母線間增加 1200V 二極管后，該拓撲就可以輸出無功功率。同時也可以用作高效率的雙向逆變器，實現能量的反向變換。為了減小損耗，D3，D4 推薦使用 SiC 二極管。但由于 1200V 的 SiC 價格過高，下面這種拓撲將會是一種比較好的選擇。

圖 20: 可實現無功功率輸出的 NPC 拓撲逆變器(增加了 2 個 SiC 二極管和 4 個 Si 二極管)

這種拓撲只使用了兩個 600V 的 SiC 二極管（D4，D6）。D3 和 D5 采用快速 Si二極管，D7 和 D8 采用小型 Si 二極管，用來防止 SiC 二極管過壓損壞。這里是否可能也全部采用 MOSFET 來實現呢？答案是可以的，前提是需要把 MOSFET 的體二極管旁路掉。這可以通過把上下半橋的輸出端子分開并配上各自的濾波電感來實現。

圖 21: 采用 MOSFET 實現無功功率輸出的 NPC 拓撲逆變器

圖 21 的電路拓撲可以提高在輕載時的效率。

圖 22: 全采用 MOSFET 方案和混合型方案在額定功率 2kW 時的效率比較

其歐效可以從 99.2%提高到 99.4％。無功功率由 1200V 快速二極管通路實現。在選擇二極管時，推薦使用 SiC 二極管，這樣可以在反向變換時，達到更高的效率。或者如圖 23 所示，D4 和 D6 采用 600V SiC 二極管，另外四個采用快恢復 Si 二極管。

圖 23: 采用 2 個 SiC 二極管、4 個 Si 二極管和分別輸出方式的 NPC 逆變器拓撲