開關電源控制環設計過程大揭秘

首先，輸出電壓被反饋網絡降壓，然后把這個反饋電壓送入誤差放大器，使之與基準電壓相比較而產生一個誤差電壓信號。脈寬調制部分拾取這個誤差電壓并且把它與功率變壓器的電流相比較并轉化為合適的占空比去控制輸出部分功率脈沖調制的數量。輸出濾波器部分使來自于功率變壓器的斬波電壓或電流平滑，使反饋控制環完善。下面確定每一部分的增益和相位，并把他們聯合起來形成系統的傳輸函數和系統的增益相位點。

4.1 反饋網絡H(s)

反饋網絡把輸出電壓降到誤差放大器參考電壓的水平，其傳輸式按簡單的電阻分壓式得到：

4.2 輸出濾波部分G1(S)

在電流模式控制系統中，輸出電流被調節以達到目標的輸出電壓。輸出濾波部分把脈動的輸出電流轉換為目標輸出電壓。小信號分析得到：

輸出電容的ESR和反饋網絡的電阻（R1+R2=RFB）反映出輸出濾波器傳輸函數的特性。圖7的電路分析給出ESR和RSENSE的影響。

傳輸函數G1(S)給出RFB的初始低頻增益。這個增益在fPOLE=1/2*π*（RFB+ESR）*C處開始滾降，并在fZERO=1/2*π*ESR*C變為水平。G1(S)的博得圖見圖8。

4.3 PWM電路部分G2(S)

光耦電路把誤差放大網路產生的誤差信號傳輸到主邊。AS3842 PWM電路把這個誤差電壓與通過主邊功率變壓器的電流進行比較。然后功率場效應管的占空比被調制，以提供足夠的電流到副邊來維持想要的輸出。

光耦的小信號傳輸函數是與光耦的電流傳輸比成比例的固定增益。R5（原文誤為R6，式5一并改為R5，譯注）是與光耦的二極管串聯的限流電阻，并且是AS3842誤差放大器的輸出阻抗（此句應該理解為R5是這個AS3842開關電源電路中，誤差放大器部分的輸出阻抗，譯注）。這一點在應用文檔“Secondary error amplifier with the AS431”中有深入的闡述。從誤差放大器的輸出到AS3842的COMP腳的傳輸函數是：

VCATHODE是AS431的陰極電壓，也就是誤差補償放大器的輸出電壓。CTR是光耦的電流傳輸比。R5(原文為R6，譯注)是與光耦的二極管串聯的限流電阻。RCOMP是AS3842的COMP腳當其試圖拉電流超過它的最大輸出電流時的輸出阻抗。

當誤差信號傳遞到補償腳以后，將其與電流檢測信號比較。圖9表示一個電流檢測比較器和開關部分的簡單框圖：

在閉環系統中，VCOMP與ISENSE維持同樣的電平。因此，IPRIMARY被VCOMP有效的調節：

從ISECONDARY以后（見圖9），副邊電流或者說輸出電流與主邊電流成比例，把等式（4）重新排列表示出副邊電流與VCOMP之間的關系。

結合等式（3）和（6）得到PWM部分的傳輸函數：

傳輸函數G2(s)僅包含增益沒有相移。

4.4 誤差放大器補償網絡G3(S)

一旦輸出濾波器和PWM電路部分的傳輸函數確定下來，然后可以設定誤差放大器補償網絡以取得最優化的系統性能。圖10例舉出一個在低頻時提供高的頻率滾降和高增益的補償方案。

這個補償方案有一些很好的特性適合于誤差放大器的補償，它有很高的直流增益和易控的滾降。

4.5 整個系統

因為這是一個線性系統，可以用疊加的方法得到整個系統的傳輸函數。通過把整個環路各部分的增益和相位疊加起來，產生整個系統的博得圖。通過放置補償網絡的極點和零點使系統的性能最優化。圖11把各部分的博得圖結合起來，負反饋系統的180度相移也加入進來了。

5. 測量結果

構造一個150W的電流模式正激轉換器，經過修正的小信號環路特性顯示出它在系統瞬態響應時所起的作用。圖13（原文誤為圖12，譯注）給出它的增益－相位圖。與圖11所展示的一樣，獲得了相同的博得圖曲線。此增益相位圖顯示這個系統有86.7度的相位裕量。意味著穩定的系統有快速的瞬態響應。圖15（原文誤為圖13，譯注）給出系統的瞬態響應。為了展示相位裕量的作用，通過增加整個系統的增益和提高穿越頻率，系統的相位裕量會減少。穿越頻率提高時系統的相位裕量在減少。圖12（原文誤為圖14，譯注）給出更高的穿越頻率和更少的相位裕量（65度）時的系統博得圖。其瞬態響應見圖14（原文誤為圖15，譯注），注意更少的相位裕量導致更大的振蕩和更長的調節時間。表1比較了這兩個不同增益大小的系統之間線性和負載調節率的變化。正如前面所述，高的環路增益得到更緊密的線性和負載調節率。還應該注意需在高的相位裕量和較低的環路增益之間取得平衡。