LED驅動器反饋環路分析

　　峰值電流模式控制(在升壓調節器中控制電感器/開關電流，而不是輸出電流)在低端控制器和單片IC中隨處可見，它們的控制開關發射極/源極與系統地相連。所有常見的可用低端控制器實現的開關調節器，諸如升壓、反激(flyback)、單端初級電感轉換器(SEPIC)和Cuk轉換器，都有RHP零點。通過將一個輸出LC極點移到高于控制環帶寬的高頻，電流模式控制簡化了控制到輸出的轉換功能。電壓調節器和電流調節器的性能都可以借助如下的功率級轉換方程進行預測：

公式中電壓調節器和電流調節器的不同，可以參考下面的圖1和圖2。

圖1 電壓調節電路

圖2 電流調節電路

DC增益

(左邊為電壓穩壓器；右邊為電流穩壓器)

Gi是控制器IC的參數，ROP = VO / IF

　　系統極點

(上面為電壓調節器；下邊為電流調節器)

　　RHP零點

(上面為電壓調節器；下面為電流調節器)

對升壓和升流調節器來說，下面的數值是一樣的：

　　占空比

(VD是輸出二極管壓降，典型值為0.5V)

　　ESR零點

　　采樣雙極品質因數

　　固有的電感電流斜率

　　斜率補償

(Vm是控制器IC的參數；fSW是開關頻率。)

　　采樣雙極拐角頻率

　　到目前為止，從電壓調節轉為電流調節的最大變化在于DC增益，它源自于與RO相比值很小的rD，以及由組合負載和反饋路徑產生的電阻分壓器效應。考慮一個輸入12V 、輸出36V/1A的電壓調節器，DC增益計算得出的結果約為30dB。對比一下，驅動10個白光LED((VO ≈36V)的電流調節器，電流也為1A、輸入也為12V，其DC增益僅為6dB。

　放大的電流感應

　　幾乎所有帶可調輸出的調節器，都可改裝成一個LED驅動器，但簡單地用LED串替換頂部反饋分壓電阻并用電流感應電阻替換底部反饋電阻，將耗費電能并產生熱量。若不對電流感應電壓進行放大以匹配1.