全橋逆變電路在焊接電源中的應用

(2)原邊串入無極性隔直電容C5。全橋變換器工作時變壓器雙向激磁，存在固有的偏磁問題。造成的原因是正負脈沖不對稱，變壓器電壓存在直流分量，使偏磁迅速積累至磁芯飽和，導致電流無限制上升，逆變失敗。加入一個無極性隔直電容，可有效防止直流偏磁。另外本系統采用峰值電流控制，逐個限制每個電流脈沖的峰值，迫使正負脈沖波形對稱。兩者配合使用可從根本上解決偏磁問題。

(3)在輸出整流部分引入一個反并聯的續流二級管D7。在環流階段，由濾波電感Lf提供的負載電流大部分可以通過D7構成回路進行續流，可以有效減小由變壓器副邊反射到原邊的續流電流，從而減小占空比損失和環流階段的導通損耗。

(4)加入吸收電路。由于輸出整流二級管反向恢復時產生一個較高的電壓過沖和高頻震蕩，容易損壞二級管并發熱嚴重。加入由Rs和Cs構成的吸收電路后，可明顯改善整流電壓波形。另外如有需要，主開關器件兩端也可并聯RCD網絡。

3 控制電路設計

為了實現前述逆變焊機恒流帶外拖的特性曲線，本方案選用UNTRODE公司的專用集成移相芯片UC3879，并配合外圍電路，通過多環分段控制方法來完成控制要求。

UC3879是一種能進行相位調制的PWM專用集成芯片?？瑟毩⒄{節兩對互補輸出脈沖的死區時間，為兩橋臂不同的諧振過程創造條件。其相位調制原理為：給定指令信號由芯片腳3(EA)端輸入，經內部誤差放大器后輸出誤差信號Ve，與由芯片腳19(RAMP)端輸入的鋸齒波進行比較，輸出脈寬可調的PWM波形，去改變兩橋臂的相位關系。

在本方案所采用的峰值電流控制模式下，腳19(RAMP)端的鋸齒波信號是從變壓器原邊的電流信號經采樣整流得到的。但由于實際上原邊電流信號波形上升斜率較緩，與給定比較時，容易因為干擾或毛刺抖動產生誤動作。因此實際應用時，先將原邊電流的采樣整流值與芯片定時電容CT上的鋸齒波相疊加，經過斜坡補償后，再送入腳19(RAMP)端進行比較控制。峰值電流控制過程如圖4所示。

外特性分段控制方法及芯片外圍邏輯電路接法如圖5所示。圖5(a)中，變壓器原邊電流通過一個自制的1：100電流互感器采樣并整流后得到is，經過采樣電阻得到合適的電壓信號并與定時電容CT上的鋸齒波相疊加，輸入到腳19(RAMP)端。腳4(CS)端用作過流保護，當此腳電壓高于2．5V時將封鎖輸出脈沖。A點接由圖5(b)產生的指定信號。圖5(b)即為焊機的外特性實現電路．包括以下三個部分。

(1)恒流特性實現 理論上原邊電流峰值與副邊輸出焊接電流大小是能夠相互反映的，因此，只需給定變壓器原邊脈沖電流的峰值，讓原邊脈沖電流與給定峰值的交點來決定移相角的大小，就能實現恒流控制。圖5(b)中Iref即為電流峰值給定值。

(2)外拖特性實現 正常工作時，輸出電壓反饋值Vfb大于外拖給定值Vz，比較器U3的輸出為零，對加法器U4沒有影響，焊接電流由恒流給定值Iref決定；當焊槍與工件粘連短路時，Vfb小于VZ，比較器U3的輸出為高，相當于給增大了Iref，UC3879內部誤差放大器的輸出Ve也增大，焊接電流則隨之增大，從而實現外拖。

(3)空載電壓限制 如果僅儀對電流進行負反饋控制，那么空載時UC3879將始終以最大脈寬輸出，造成不必要的浪費且安全性降低。單獨設計一路由比較器U1構成的電壓調節器，對焊機的空載電壓進行負反饋控制，當Vfb大于空載電壓給定值Vk時，U1輸出一個較高電平封鎖C點輸出，并使UC3879輸出脈沖移相角為180°，即有效脈寬為0°，使輸出電壓減小。這樣，UC3879輸出控制信號的移相角在0°和180°之間交替變化，不僅獲得恒定的空載電壓，而且減小了空載損耗。

4 驅動隔離設計

本方案設計頻率為100kHz，主開關管處于高頻動作狀態，要求盡可能縮短M0SFET柵源電壓的上升時間和下降時間，減小開關損耗。因此驅動電路要有較大的驅動電流，同時驅動電路到主電路的引線要盡量短，減小柵極驅動電路的阻抗。本方案所采用的高頻驅動電路如圖6所示。

其中IN接自來于UC3879的輸出脈沖信號，CND1接控制電路地信號，GND2接被驅動MOS-FET的源極。6N137是一個高速光耦，傳輸延遲時間僅有40 ns。從控制電路來的信號經過光耦隔離后送至驅動電路，使得控制電路和驅動電路有較好的電氣隔離，消除對控制電路的十擾。MAX4426是一個專門用于M0SFET的高頻驅動芯片，其內部有兩個驅動電路，可以很容易地并聯以提供較大的輸出功率。典型上升、下降時間僅為20ns，延遲時間小大于40ns，可工作于1MHz，提供1．5A的峰值輸出電流。

5 實驗波形

為了驗證實際效果，試制了一臺逆變弧焊電源樣機。設計容量為6kW；開關頻率100kHz；輸入220V交流電網電壓，輸入濾波電容采用4個470μF／450V的