通用開關功率轉換器的電能回收電路設計方案

　　1.前言

　　最大限度地降低功率損耗，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現代高能效開關電源面臨的主要挑戰。開關電源的設計目標是降低功率的通態損耗和開關損耗。

　　不顯著影響成本和功率密度而達到優化功率通態損耗的目的是很難的，因為實現這個目標需要更多的材料，例如，晶片和銅線面積。與通態損耗不同，降低功率開關損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到。降低功率開關損耗有兩個主要方法：改進半導體技術的動態特性或電路拓撲。

　　采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開關損耗。然而，這些新產品的能效成本比并不適用于大眾市場，如臺式機電腦和服務器電源。

　　本文重點論述的專利電路［1］采用軟開關法，能效/成本/功率密度/EMI比優于碳化硅高壓肖特基二極管，因此符合市場預期。

　　1.1. 二極管導通損耗

　　從200 W到2000W之間的大眾市場電源通常需要一個連續導通（CCM）的功率因數校正器（PFC）。要想提高功率轉換器的功率密度，就應該提高開關頻率。然而，功率因數校正器的主要開關損耗是功率開關/整流器換向單元的損耗，提高開關頻率意味著更高的損耗。因為PN二極管產生的電壓電流交叉區損耗和反向恢復損耗［2］ ，如圖1.1所示，所以，主要功率損耗發生在功率開關的導通階段。

　　圖1：導通損耗與二極管類型和電流軟開關法對比

　　為降低PN二極管整流器引起的功率損耗，最近多家半導體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術的高壓肖特基二極管。盡管半導體廠商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導通過程中發生的電流電壓交叉區，如圖1.2所示的。與PN二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率，而二極管的反向恢復電流沒有提高。因此，開關時間變小，導通功率損耗也隨著變小，但是不能徹底消失。今天，為遵守EMI電磁干擾防護標準，在功率因數校正器設計內，碳化硅二極管導通dI/dt最大值約1000 A/μs，而傳統的PN二極管的dI/dt值為 300 A/μs。

　　1.2.軟導通法

　　另一種降低導通損耗的方法是使用一個軟開關法，增加一個小線圈L來控制dI/dt斜率。該解決方案消除了在晶體管導通過程中發生的電流/電流交叉區和PN二極管反向恢復電流效應，如圖1.3所示。電流軟開關解決方案不是新技術，但是必須達到相關的技術標準：

　　1.在每個開關周期重置線圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）。

　　2.無損恢復線圈貯存的感應能量。

　　3.抑制半導體器件上的任何過壓和過流應力。

　　4.當增加任何器件時保持成本不增加。

　　5.保持相似的功率密度。

　　很多電路都可以分為兩大類：有源恢復電路和無源恢復電路。

　　1.3.有源恢復電路

　　在有源恢復電路中，零壓轉換（ZVT）電路［3］是設計人員非常熟悉的電路，如圖2所示。 這種電路可以根除導通功率損耗和關斷功率損耗。

　　圖2： ZVT：有源恢復電路

　　從理論上講，因為所有的開關損耗都被消除，零壓轉換（ZVT）是功率因數校正（PFC）應用最理想的拓撲。此外，不管輸入和輸出功率如何變化，這種電路都能正常工作。然而，在實際應用中，升壓二極管DB的反向恢復電流對零壓轉換電路的影響非常明顯，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制。因為小線圈L上的重置電流，D2 的反向恢復電流包含高應力電壓和寄生阻尼振蕩。最后，PN二極管的動態特性影響零壓轉換（ZVT）電路的總體能效，因為這個晶體管的導通時間應該增加，而且為降低半導體器件遭受的電應力，必須增加一個有損緩沖器。

　　從成本上看，零壓轉換（ZVT）電路需要增加一個功率MOSFET開關管和一個專用的PWM控制器。雖然市面有多種不同的零壓轉換（ZVT）電路，但是仍然無法克服上述技術難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應用。因此，無源恢復電路更有吸引力。

　　1.4.無源恢復電路

　　圖3所示電路是一個很好的無源恢復電路示例［4］；只需另增兩個二極管和一個諧振電容。

　　圖3：無源恢復電路

　　當外部條件不變時，這個電路工作良好。不過，在功率因數校正應用中設計這種電路難度很大，這是因為小線圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復電流和外部電氣條件的限制。

　　盡管無損無源電路只需很少的元器件，不幸地是因為技術原因，這種電路在功率因數校正應用中不可行。這個示例表明，雖然電流緩沖法已被人們熟知，但是在不影響前文提到的五大標準的前提下，通過使用電流緩沖法恢復小線圈L的能量是目前無法克服的技術挑戰。

　　2.BC2：能量恢復電路

　　這個創新的電路［1］是按照軟開關標準設計的，如圖4所示，為恢復小線圈L貯存的電能，在升壓線圈LB 附近新增兩個二極管 D1和D2 和兩個輔助線圈NS1和NS2 。

　　圖4：新型能量恢復電路：BC2

　　2.1.概念描述

　　當晶體管導通時，線圈NS1 在主升壓線圈內恢復升壓二極管DB的反向恢復電流IRM 。因為交流輸入電壓調制LB電壓，所以它也調制NS1上的反射電壓。此外，這個輸入電壓還調制升壓二極管電流IDB及其相關的反向恢復電流IRM。這些綜合調制過程讓流經小線圈L的額外的反向恢復電流 IRM 在線圈NS1 內重置，即便在最惡劣的情況下也是如此。當晶體管關斷時，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈NS2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數關系，當交流線處于低壓時，反射電壓達到最大值，與小線圈L的最大電流值對應。這些綜合變化使流經小線圈L的電流通過二極管D2 消失在體電容內，即便在最惡劣的情況下也是如此。當dI/dt 斜率（大約10 A/μs）較低時，例如，在開關轉換器的斷續模式下，這兩個附加線圈NS1和NS2 用于關斷二極管D1 和D2; 二極管的反向恢復電流不會影響電路特性。我們可以說，這個概念“在電路內回收電流”，因此稱之為BC2。

　　2.2. 相位時序描述

　　變壓比m1 和m2 是線圈NS1和NS2 分別與NP的比值。

　　相位 ［ t0前］

　　在t0前，BC2電路的特性與傳統升壓轉換器的特性相同。升壓二極管DB 導通，通過體電容器發射主線圈能量。

　　相位 ［t0， t1］

　　在t0時，功率MOSFET導通，DB 的電流等于I0。在t0+時，電流軟開關啟動，即在零電流時，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關損耗。在t0后，流經小線圈L的電流線性升高，達到輸入電流I0和二極管反向恢復電流IRM的總合為止，而流經DB 的電流線性降至-IRM。

　　圖5 真實地描述了這些電流的變化，并考慮到了m2 變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達式 ：

　　此外，在t0 +時，功率MOSFET的固有電容COSS 被放電，電阻是晶體管的導通電阻RDS（on）。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因為VNS2反射電壓是從VOUT抽取的，這個特性讓BC2 電路具有一個優點，在低輸出負荷時，可以節省電能，利用下面的公式可以算出節省的電能：

　　因此，BC2 還降低了關斷損耗。

　　相位［t1， t2］

　　在t1+時，升壓二極管DB 關斷，過流IRM被貯存小線圈內，過流使DB 結電容線性放電。同時，主線圈上的電壓極性發生變化，直到D1 二極管導通為止。與此同時，過流IRM 被變壓比m1降低，然后被發射到主線圈內。<