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        數字控制級聯式雙向DC-DC變換器的研究

        作者: 時間:2011-12-23 來源:網絡 收藏

        1引言

        本文引用地址:http://www.104case.com/article/231414.htm

        具有雙向能量流動的能力, 是典型的“一機兩用”設備,目前研究的幾種BDC 拓撲存在下面的幾個缺陷:(1)隔離型Buck/Boost BDC 因含有的隔離型Boost 變換器,存在開關管電壓尖峰大的問題,難以抑制;(2)移相式BDC 通過變壓器漏感(或少量串聯電感)傳遞能量,存在環流能量大的問題,不適于寬調壓范圍應用;(3)反激式BDC 采用耦合電感傳輸能量,限制了傳輸功率等級;(4)Cuk 型BDC 和Sepic/Zeta型BDC 由于其電路拓撲比較復雜,且能量傳輸過程環節較多,實際應用較少。

        近年來, 隨著DSP等數字處理器芯片的快速發展,相對于模擬控制而言,的優點越來越突出。數字化處理和控制,可避免模擬信號傳遞的畸變、失真,減少雜散信號的干擾;用軟件形式的數值計算實現模擬硬件電路的功能,因此控制電路的硬件結構可以簡化,外圍器件數目可以減少;數字電源基本不受元件性能變化的影響,電源一致性好,可靠性高.

        因此,基于上述內容,本文提出了構建于LF2407型DSP控制的硬件平臺之上的由Buck/Boost 電路和雙向半橋直流變換器構成的級聯式,它具有的優點是:(a)兩部分可分別優化設計;(b)功率密度高;(c)兩部分變比的倍乘關系,適用于大變比變換的應用場合; (d)簡化系統硬件設計、減少了元件數量、改善了系統可靠性。同時,本文研究了一種適用于Boost變換器的無源軟開關電路,利用諧振實現開關管的ZVS。

        2基本結構及工作原理

        圖 1 級聯式雙向DC-DC變換器主電路

        由圖1可以看出,前級采用雙向半橋DCT,后級采用不隔離Buck/Boost BDC。在Buck/Boost電路中增加了無源軟開關電路. 升壓模式下的工作過程分為9個模式. 其中電源為Uin,L1為儲能電感,續流二極管D5,濾波電容Cm構成了Boost變換器的主電路.電感L2,二極管D2,D3,D4, 電容C6,C7組成輔助電路.通過諧振電感L2實現S6的零電流開通,諧振電容C7可以實現S6的零電壓關斷.由于濾波電感L1和輸出濾波電容Cm相對于諧振電感和電容大許多,并且軟開關電路的工作過程很短,因此假定在輔助電路工作時,流過L1的電流和輸出電壓Vo保持恒定.

        模態1 模態2

        模態3 模態4

        模態5 模態6

        模態7 模態8

        模態9

        圖 2 升壓模式下后級工作模態

        模態1(t1tt2) t1時刻前,開關管S6處于關斷,儲存于L1中的能量通過S5的反并二極管D5傳送到負載.當S6在t1時刻開通后,流過D5中的電流線形減小,同時電感L2中的電流從零開始增大.

        模態2(t2tt3)當流過D5中的電流降到0以后,D3開始導通.L2和C6,C7開始諧振,C7中的能量通過C7-C6-L2-S6回路釋放.結果,L2中的電流包含了流經L1中的電流和諧振電流.當諧振過程完成后,儲存在C7中的能量轉移至C6,C6的電壓上升到輸出電壓Vo.

        模態3(t3tt4)當C7的電壓降至0以后,二極管D2導通,因此L2和C6通過D2和D3開始諧振.隨著L2中的電流的不斷減小,C6的電壓繼續升高.

        模態4(t4tt5)當L2中的電流和L1中的電流相同時,開關管導通過程完成,C6和C7的電壓保持定值.此時,變換器工作狀態和傳統的boost電路一樣.

        模態5(t5tt6) 當開關管S6在t5時刻關斷,流經主功率管的電流完全轉移到C7和D2上.直至C7中的電壓增至輸出電壓Vo.

        模態6(t6tt7) D4在t6時刻導通,電容C6通過D4放電.

        模態7(t7tt8)當C7中的電壓上升至輸出電壓Vo時,D3在t7時刻導通.流經L2中的電流通過D3和D4傳至負載.從而,L2中的電流繼續減小.

        模態8(t8tt9)當L2中的電流減小到0以后, L2中將不再有電流通過直到S6再次導通.

        模態9(t9tt10) 當C6中的電壓在t8時刻降至0以后,另一個開關模態開始.反并二極管D5導通.

        圖 3 升壓模式下關鍵波形

        升壓模式工作(能量從Uin側流向Uo側)時,電感電流平均值為正.雙向半橋直流變換器中S1、S2、S3和S4相同固定占空比,且S1、S3和S2、S4互補導通。通過對S6的可控調節,從而實現升壓模式下的穩壓輸出。

        降壓模式工作(能量從Uo側流向Uin側)時,電感電流平均值為負,與升壓模式時類似。S1、S2、S3和S4的驅動信號不變,封鎖S6的脈沖信號,受控開關為S5。

        3雙向DC-DC變換器的數字實現

        圖4 DC-DC變換器系統流程

        圖4為雙向變換器系統的流程圖,經過AD轉換得到的電壓電流數字信號被送至數字信號處理器進行PI調節。DPWM把控制信息轉化為PWM脈寬信號,通過對占空比的調節從而得到理想的輸出電壓和電流。

        由于TMS320LF2407內部帶有ADC模塊,因此,輸出電壓值通過電壓LEM采樣反饋給DSP的ADC模塊,在AD中斷程序里讀取采樣值,然后進行數字PI調節,使輸出穩壓。

        為了實現Boost和Buck模式的自由切換,必須對副邊電壓進行采樣。當電壓高于特定值時,通過對Buck/Boost級開關管的控制實現變換器的反向運行,從而給原邊的蓄電池進行恒流充電。為了使電池容量恢復到100%,必須允許一定的過充電,過充電反應發生后,電池的電壓迅速上升,達到一定數值后,上升速率減小,然后電池電壓開始緩慢下降。此時為了維持電池容量,須將均充改為浮充,即對蓄電池進行恒壓充電,因此同樣要對蓄電池的電壓進行采樣.

        數字PI調節采用的是增量式PI控制,離散后的數字PI算法表達式為:

        (a)

        :比例系數; :積分系數; :本次誤差; :本次控制量輸出

        依此類推:

        (b)

        (a)-(b)得到增量式數字PI控制算法表達式如下:

        (c)

        式(c)中的 即為數字調節器輸出控制量的增量。

        所以,最終輸出的控制量為:

        (d)

        主程序流程圖和ADC的中斷服務程序流程圖分別如圖5和圖6所示。

        圖 5主程序流程圖

        圖6 ADC的中斷服務程序流程圖

        4實驗結果

        根據上述主電路工作原理分析,為證實數字化控制方法的可行性,研制了一臺實驗樣機,開關頻率為100kHz,所選用元器件參數如下:S1,S2 選用IRF460,S3,S4,S5和S6為IRFP150N。Uin為2節蓄電池串連(單個12V,50A·h/10h);C1為470uF,C2,C3為220uF,C4,C5為2200uF,C6為500nF,C7w為10nF,Cm為100uF,Cf100uF,L1為86uH,L2為6uH.Dsp芯片用TMS320LF2407A,電壓采樣LEM為VSM025A,原邊額定電流1OmA,副邊對應電流25mA;電流采樣LEMCSM025LA,原邊額定電流25A,副邊對應電流25mA。

        圖7 S6導通時的電壓電流波形

        圖8 S6關斷時的電壓電流波形

        圖9 S3,S4的gs和ds波形

        圖10 S1,S2的gs和ds波形

        圖11 恒流充電時電感電流采樣電阻電壓

        5結論

        本文通過對級聯式雙向DC-DC變換器原理的分析,并在數字控制的硬件基礎之上,實驗和驗證了文中所提到的控制方案的可行性和有效性。該方案簡化了硬件電路,通過軟件實現了電路的穩壓輸出和對蓄電池的恒流恒壓充電。

        參考文獻

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