推挽正激軟開關電路的實現與比較
加入技術交流群
1 引言
功率變換器的軟開關技術在當今電源領域得到了廣泛應用。它不僅可以提高變換器的可靠性和開關頻率，而且可以減小體積和重量，降低開關過程中的通態損耗，提高整機效率。應用于推挽正激電路[1,2]的軟開關電路拓撲通常是考慮在其整流橋之后增加一輔助諧振網絡，利用諧振電容上的電壓來封鎖整流橋，從而達到零電流關斷主管的目的。圖1給出了不同諧振網絡下的軟開關方案：
諧振網絡（a）：利用變壓器副邊漏感和諧振電容組成諧振支路，諧振電感位于主功率回路中，構成ZCS方案[3]；
諧振網絡（b）：增加兩個單向導通二極管D5、D6，把諧振電感Lr移出主回路，構成ZCT方案[4]。
諧振網絡（c）：在變壓器的副邊增加一個輔助繞組和整流橋，與諧振電感、諧振電容組成一個獨立的諧振網絡，構成變壓器輔助繞組方案[5]。
文獻[3-5]對諧振網絡及其參數的取值大小沒有詳加分析。本文從能量的角度確立了理論依據并根據諧振感值大小的差異引出了不同諧振模式的分析探討。
2 簡要的工作模態分析
在簡要分析電路工作原理之前假設所有元件均為理想器件，則Lf、Cf、RL可以看成一個電流為Io的電流源。
圖1中，Vin為直流輸入電壓, Lr為諧振電感,Cr為諧振電容,
為功率變壓器副邊等效漏感，主變壓器原、副邊變比K=NS/N1，變壓器輔助繞組與變壓器原邊的變比n=Nf/N1。圖2給出了簡要的工作原理波形。
圖1 推挽正激軟開關諧振網絡電路拓撲[(a)—(c)]
[1]t0-t1：在t0時刻前，S1、S2均關斷，漏感平均電流Iav[6]在原邊環流，負載電流通過整流橋[D1—D4]續流。此時，諧振電感電流和諧振電容電壓為零。t0時刻S1開通，副邊電壓KVin加
在副邊繞組上，電流從0開始線性上升。同時，D1、D3電流開始線性上升，D2、D4電流下降。t1時刻，ID1=ID3上升到Io。
[2]t1-t4：在此時間段內 ，根據諧振網絡的不同，工作模態不盡相同。
諧振網絡（a）： t1時刻，Da自然導通，L 和Cr開始諧振。由于漏感較小，經過Tr/2, t2時刻Da反向截止，VCr為2KVin保持不變。t3時刻,開通Sa，
和Cr繼續被打斷的諧振過程。t4時刻，
減小至零，D1、D3零電流關斷，減小了反向恢復，副邊電流減小至零。此時原邊只有漏感平均電流Iav和勵磁電流在輸入電源—N1—C—N2構成的回路中環流，開關管中電流為零。t4時刻以后，S1可以零電流關斷。
諧振網絡（b）和（c）：工作過程與（a）類似。（a）和（b）的諧振激勵源電壓為 KVin；（c）則為nVin。根據諧振電感值大小的不同，工作模態還稍有變化。（詳細分析見4）
[3]t4-t6：t4時刻開始諧振電容放電提供全部的負載電流，電容電壓為Vcr*（見表1）：t5時刻，可以零電流關斷S1；t6時刻，電容電壓減小到0。若電容值太大，諧振電容電壓在輔管關斷時則不能放至零（詳細分析見4）
表1 不同諧振網絡方案下t4時刻諧振電容電壓表達式
[4]t6-t8：t6時刻，負載電流Io通過整流橋（D1—D4）續流，t7時刻，可以零電壓/零電流關斷輔助開關管Sa。t8時刻，零電流開通主開關管S2，開始下半個開關周期。
圖2 簡要的工作原理圖
3 軟開關的實現條件
由以上分析可知：只要在輔管開通到主管關斷（定義為
=t5-t3）時，滿足
VCr≥KVin ?。?）
就能實現對副邊整流橋（D1—D4）的箝位，封鎖整流橋，實現主功率管的零電流關斷。
4 諧振網絡的分析與參數設計
前面所提三種軟開關方案的基本原理是一致的卻稍有不同：根據電感是否處于主功率回路可分為ZCS和ZCT兩種方式；根據電感取值的大小，則可以分成兩種諧振工作模式。下面就各諧振網絡分別進行具體分析。
4.1關于兩種諧振工作模式的討論
根據電感取值的大小，可以形成兩種諧振模式：感值較小時，諧振周期相對開關周期較小，在Da的作用下，電感電流減至零后反向截止，實質為半波諧振工作模式；感值很大時，諧振周期tr>DTs-△Tf,至輔管開通時電感電流還未到零。此種模式下，諧振網絡內環流較小，諧振電容電壓VCr2KVin,暫且定義為大電感諧振工作模式；兩者臨界狀態為
tr= Tr/2=DminTs-△Tf ?。?）。
4.2諧振網絡損耗分析
在分析諧振網絡損耗之前，做出如下假設：
諧振網絡為典型串聯諧振模型，激勵源電壓為KVin；Lr、Cr為理想無損元件；網絡內寄生電阻和二極管體電阻設為Rloss。則諧振電感電流：
?。?）
諧振電容電壓：
?。?）
其中：
則諧振網絡損耗為：
=
（5）
tr∈(Tr/4,Tr/2)從前面的式子可以看出在Lr盡可能大的情況下, Cr為取值較小時，諧振網絡環流和損耗較小。
為使諧振網絡在主功率管開通時間內儲存能量，輻管實現零電流容性開通，ZCZVS關斷。
則諧振網絡必須工作于兩種工作模式的臨界狀態為最佳：即在DminTs-△Tf時間內，LC網絡諧振，使得諧振結束時VCr達到2KVin。
4.3 諧振電容的選取
諧振電容取值推導以諧振網絡（c）為例：諧振電容Cr的選取由放電時間和輸出負載決定。當主管關斷時必須滿足公式（1）則：
（6）
為保證軟開關的實現，須滿足：
?。?）
△t為諧振電容至
放電至
的時間，
為輔管開通到主管關斷時間
=t5-t3。
由此可得出：
（8）
與此同時，當輔管關斷時，Cr上的電壓要能放至零,保證輔管實現零電壓/零電流關斷。放電時間（即輔管導通時間為Tf）：
（9）
且
?。?0）
則得：
（11）
又因為由公式（4）可知：
（12）
且
（13）
（14）
通常取
?。?5）
當D=Dmax時式（11）有最小值。
綜上可以得到諧振電容的選取公式：
（16）
其中：
是最大負載電流，
是最大輸出功率，
是主管開關頻率，
是輸出額定電壓。
的調節范圍為：
[0，
]
根據諧振電容上的電荷平衡，可得
?。?7）
當為臨界工作模式時，將（2）式代入上式，可得：
滿足式（10）。
?、買0過小即輕載時，假設Tf、Cr不變由（9）（10）可知：當
時，電容電壓不能放至零。
?、贑r太大，I0一定時，為滿足式（17）Tf就要延長
時，電容電壓也不能放至零，輔管失去ZCZVS關斷的條件。
4.4 諧振電感的選取
由分析可知：工作在臨界狀態時，確定諧振電容值Cr和△Tf后，Lr就由（2）式決定。在此種方式下諧振環流、損耗最小，且輔管為ZCZVS關斷。
4.5 諧振網絡各自的特點
A、諧振網絡（a）構成的ZCS方案：
拓撲簡潔，但由于變壓器副邊漏感較小，副邊整流橋的電流應力較大，從而導致原邊電流在主功率管導通時有一電流上沖，電流應力大；電壓應力為2KVin，造成的損耗較大。
B、 諧振網絡（b）構成的ZCT方案：
拓撲較簡潔，Lr實現了可調，與ZCS不同的是它有兩種諧振工作模式。根據4.2中的結論，使諧振網絡工作在臨界諧振模式時，諧振回路的環流大大減小，使得變壓器原副邊電流在主功率管導通時上升平緩，導通時的電流應力大為減?。坏妷簯]有得到改善。
C、諧振網絡（C）構成的輔助繞組方案：
與(a)(b)相比，它的優勢在于可以通過改變變壓器匝比，調節諧振參數來達到減小電壓應力和電流應力的目的。降低了變壓器原邊電流，整流管的電壓、電流應力，但新增加的輔助整流橋卻帶來了較大的損耗，拓撲也比較復雜。
5 實驗結果
根據以上分析設計了三套軟開關諧振網絡并研制了一臺24—30V輸入/76V輸出的1KW原理樣機。主管S1、S2：IXFK180N10；輔管Sa：IRFP460LC；主變壓器：雙EE42磁心（K=4，n=3）；整流管：DSEI30-06A。諧振網絡參數均設計在兩種諧振模式臨界條件下。（表1給出了各方案下的諧振參數與性能指標）圖3給出了ZCT方案、27V輸入下的實驗波形。從實驗波形可看出：諧振電感電流較小，有效值不到1A,輔管為ZCZVS關斷；圖4為三種不同諧振網絡拓撲結構下的效率對比曲線：在ZCS下，諧振網絡的損耗較大，而ZCT和輔助繞組方案下，諧振網絡損耗較小；采用ZCT方案特別是在滿載情況下效率要比ZCS方案來得高；而輔助繞組方案元器件較多，電路復雜，寄生參數較多，同時又增加了變壓器的銅耗，實驗效率較低。
表2 不同諧振網絡軟開關電路拓撲性能參數表
圖3 ZCT臨界諧振工作模式下的實驗波形
圖4 27V輸入不同諧振網絡軟開關電路效率對比曲線
6 結論
通過理論分析、實驗驗證可以得出如下結論：
1、ZCS方案實質上是ZCT方案在TrTs下的一個特殊情形；
2、當諧振網絡參數滿足兩種諧振模式的臨界條件時，諧振環流，諧振網絡損耗較小，輔管為容性開通，ZCZVS關斷；
3、綜合三種諧振網絡分析、實驗對比可以發現： ZCT方案較具有吸引力，其拓撲簡潔，實現容易且滿載下效率較高，為91.47%。
參考文獻
[1]P. Xu, M. Ye, X. Jia, P. Wong and F. C. Lee, “The integrated-Filter Push-pull Forward Converter for 48V Input Voltage Regulator Modules”,CPES Seminar Proc., April 2001, pp257-264 .
[2]Xunwei Zhou, Bo Yang, Luca Amoroso, et al “A Novel High-input-voltage, High Efficiency and Fast Transient Voltage Regulator Module: The Push-pull Forward Converter”[C].IEEE APEC, 1999,pp 487-492.
[3] 張方華，王慧貞，嚴仰光，正激推挽電路的ZCS方案[J].電力電子技術2003.2，37（2）： 60～62.
[4]Zhang Fanghua , Wang Huizhen, Yan Yangguang “ZCT Scheme of Push-Pull Forward Converter” [J].Journal of SouthEast University(English Edition),VOL.18 No.4 DEC.2002：331～335.
[5Jung G.cho, Ju W.Baek, D.W.Yoo, HongS.Lee, and Geun H.Rim,“Novel Zero-Voltage and Zero-Current-switching (ZVZCS) Full Bridge PWM Converter Using Transformer Auxiliary Winding”, IEEE PESC Rec.1997,pp 227-232.
[6]張方華，王慧貞，嚴仰光，新穎正激推挽電路的研究及工程實現[J].南京航空航天大學學報，2002，34（5）：451～455
功率變換器的軟開關技術在當今電源領域得到了廣泛應用。它不僅可以提高變換器的可靠性和開關頻率，而且可以減小體積和重量，降低開關過程中的通態損耗，提高整機效率。應用于推挽正激電路[1,2]的軟開關電路拓撲通常是考慮在其整流橋之后增加一輔助諧振網絡，利用諧振電容上的電壓來封鎖整流橋，從而達到零電流關斷主管的目的。圖1給出了不同諧振網絡下的軟開關方案：
諧振網絡（a）：利用變壓器副邊漏感和諧振電容組成諧振支路，諧振電感位于主功率回路中，構成ZCS方案[3]；
諧振網絡（b）：增加兩個單向導通二極管D5、D6，把諧振電感Lr移出主回路，構成ZCT方案[4]。
諧振網絡（c）：在變壓器的副邊增加一個輔助繞組和整流橋，與諧振電感、諧振電容組成一個獨立的諧振網絡，構成變壓器輔助繞組方案[5]。
文獻[3-5]對諧振網絡及其參數的取值大小沒有詳加分析。本文從能量的角度確立了理論依據并根據諧振感值大小的差異引出了不同諧振模式的分析探討。
2 簡要的工作模態分析
在簡要分析電路工作原理之前假設所有元件均為理想器件，則Lf、Cf、RL可以看成一個電流為Io的電流源。
圖1中，Vin為直流輸入電壓, Lr為諧振電感,Cr為諧振電容,
[1]t0-t1：在t0時刻前，S1、S2均關斷，漏感平均電流Iav[6]在原邊環流，負載電流通過整流橋[D1—D4]續流。此時，諧振電感電流和諧振電容電壓為零。t0時刻S1開通，副邊電壓KVin加
在副邊繞組上，電流從0開始線性上升。同時，D1、D3電流開始線性上升，D2、D4電流下降。t1時刻，ID1=ID3上升到Io。
[2]t1-t4：在此時間段內 ，根據諧振網絡的不同，工作模態不盡相同。
諧振網絡（a）： t1時刻，Da自然導通，L 和Cr開始諧振。由于漏感較小，經過Tr/2, t2時刻Da反向截止，VCr為2KVin保持不變。t3時刻,開通Sa，
諧振網絡（b）和（c）：工作過程與（a）類似。（a）和（b）的諧振激勵源電壓為 KVin；（c）則為nVin。根據諧振電感值大小的不同，工作模態還稍有變化。（詳細分析見4）
[3]t4-t6：t4時刻開始諧振電容放電提供全部的負載電流，電容電壓為Vcr*（見表1）：t5時刻，可以零電流關斷S1；t6時刻，電容電壓減小到0。若電容值太大，諧振電容電壓在輔管關斷時則不能放至零（詳細分析見4）
[4]t6-t8：t6時刻，負載電流Io通過整流橋（D1—D4）續流，t7時刻，可以零電壓/零電流關斷輔助開關管Sa。t8時刻，零電流開通主開關管S2，開始下半個開關周期。
3 軟開關的實現條件
由以上分析可知：只要在輔管開通到主管關斷（定義為
就能實現對副邊整流橋（D1—D4）的箝位，封鎖整流橋，實現主功率管的零電流關斷。
4 諧振網絡的分析與參數設計
前面所提三種軟開關方案的基本原理是一致的卻稍有不同：根據電感是否處于主功率回路可分為ZCS和ZCT兩種方式；根據電感取值的大小，則可以分成兩種諧振工作模式。下面就各諧振網絡分別進行具體分析。
4.1關于兩種諧振工作模式的討論
根據電感取值的大小，可以形成兩種諧振模式：感值較小時，諧振周期相對開關周期較小，在Da的作用下，電感電流減至零后反向截止，實質為半波諧振工作模式；感值很大時，諧振周期tr>DTs-△Tf,至輔管開通時電感電流還未到零。此種模式下，諧振網絡內環流較小，諧振電容電壓VCr2KVin,暫且定義為大電感諧振工作模式；兩者臨界狀態為
4.2諧振網絡損耗分析
在分析諧振網絡損耗之前，做出如下假設：
諧振網絡為典型串聯諧振模型，激勵源電壓為KVin；Lr、Cr為理想無損元件；網絡內寄生電阻和二極管體電阻設為Rloss。則諧振電感電流：
諧振電容電壓：
其中：
則諧振網絡損耗為：
tr∈(Tr/4,Tr/2)從前面的式子可以看出在Lr盡可能大的情況下, Cr為取值較小時，諧振網絡環流和損耗較小。
為使諧振網絡在主功率管開通時間內儲存能量，輻管實現零電流容性開通，ZCZVS關斷。
則諧振網絡必須工作于兩種工作模式的臨界狀態為最佳：即在DminTs-△Tf時間內，LC網絡諧振，使得諧振結束時VCr達到2KVin。
4.3 諧振電容的選取
諧振電容取值推導以諧振網絡（c）為例：諧振電容Cr的選取由放電時間和輸出負載決定。當主管關斷時必須滿足公式（1）則：
為保證軟開關的實現，須滿足：
△t為諧振電容至
由此可得出：
與此同時，當輔管關斷時，Cr上的電壓要能放至零,保證輔管實現零電壓/零電流關斷。放電時間（即輔管導通時間為Tf）：
且
則得：
又因為由公式（4）可知：
且
通常取
當D=Dmax時式（11）有最小值。
綜上可以得到諧振電容的選取公式：
其中：
[0，
根據諧振電容上的電荷平衡，可得
當為臨界工作模式時，將（2）式代入上式，可得：
?、買0過小即輕載時，假設Tf、Cr不變由（9）（10）可知：當
?、贑r太大，I0一定時，為滿足式（17）Tf就要延長
4.4 諧振電感的選取
由分析可知：工作在臨界狀態時，確定諧振電容值Cr和△Tf后，Lr就由（2）式決定。在此種方式下諧振環流、損耗最小，且輔管為ZCZVS關斷。
4.5 諧振網絡各自的特點
A、諧振網絡（a）構成的ZCS方案：
拓撲簡潔，但由于變壓器副邊漏感較小，副邊整流橋的電流應力較大，從而導致原邊電流在主功率管導通時有一電流上沖，電流應力大；電壓應力為2KVin，造成的損耗較大。
B、 諧振網絡（b）構成的ZCT方案：
拓撲較簡潔，Lr實現了可調，與ZCS不同的是它有兩種諧振工作模式。根據4.2中的結論，使諧振網絡工作在臨界諧振模式時，諧振回路的環流大大減小，使得變壓器原副邊電流在主功率管導通時上升平緩，導通時的電流應力大為減?。坏妷簯]有得到改善。
C、諧振網絡（C）構成的輔助繞組方案：
與(a)(b)相比，它的優勢在于可以通過改變變壓器匝比，調節諧振參數來達到減小電壓應力和電流應力的目的。降低了變壓器原邊電流，整流管的電壓、電流應力，但新增加的輔助整流橋卻帶來了較大的損耗，拓撲也比較復雜。
5 實驗結果
根據以上分析設計了三套軟開關諧振網絡并研制了一臺24—30V輸入/76V輸出的1KW原理樣機。主管S1、S2：IXFK180N10；輔管Sa：IRFP460LC；主變壓器：雙EE42磁心（K=4，n=3）；整流管：DSEI30-06A。諧振網絡參數均設計在兩種諧振模式臨界條件下。（表1給出了各方案下的諧振參數與性能指標）圖3給出了ZCT方案、27V輸入下的實驗波形。從實驗波形可看出：諧振電感電流較小，有效值不到1A,輔管為ZCZVS關斷；圖4為三種不同諧振網絡拓撲結構下的效率對比曲線：在ZCS下，諧振網絡的損耗較大，而ZCT和輔助繞組方案下，諧振網絡損耗較小；采用ZCT方案特別是在滿載情況下效率要比ZCS方案來得高；而輔助繞組方案元器件較多，電路復雜，寄生參數較多，同時又增加了變壓器的銅耗，實驗效率較低。
6 結論
通過理論分析、實驗驗證可以得出如下結論：
1、ZCS方案實質上是ZCT方案在TrTs下的一個特殊情形；
2、當諧振網絡參數滿足兩種諧振模式的臨界條件時，諧振環流，諧振網絡損耗較小，輔管為容性開通，ZCZVS關斷；
3、綜合三種諧振網絡分析、實驗對比可以發現： ZCT方案較具有吸引力，其拓撲簡潔，實現容易且滿載下效率較高，為91.47%。
參考文獻
[1]P. Xu, M. Ye, X. Jia, P. Wong and F. C. Lee, “The integrated-Filter Push-pull Forward Converter for 48V Input Voltage Regulator Modules”,CPES Seminar Proc., April 2001, pp257-264 .
[2]Xunwei Zhou, Bo Yang, Luca Amoroso, et al “A Novel High-input-voltage, High Efficiency and Fast Transient Voltage Regulator Module: The Push-pull Forward Converter”[C].IEEE APEC, 1999,pp 487-492.
[3] 張方華，王慧貞，嚴仰光，正激推挽電路的ZCS方案[J].電力電子技術2003.2，37（2）： 60～62.
[4]Zhang Fanghua , Wang Huizhen, Yan Yangguang “ZCT Scheme of Push-Pull Forward Converter” [J].Journal of SouthEast University(English Edition),VOL.18 No.4 DEC.2002：331～335.
[5Jung G.cho, Ju W.Baek, D.W.Yoo, HongS.Lee, and Geun H.Rim,“Novel Zero-Voltage and Zero-Current-switching (ZVZCS) Full Bridge PWM Converter Using Transformer Auxiliary Winding”, IEEE PESC Rec.1997,pp 227-232.
[6]張方華，王慧貞，嚴仰光，新穎正激推挽電路的研究及工程實現[J].南京航空航天大學學報，2002，34（5）：451～455
dc相關文章:dc是什么
電荷放大器相關文章:電荷放大器原理
評論