自驅動同步整流簡介

自驅動方式是最簡單的同步整流驅動方式。圖示于圖1中。兩個二極管DF及DR由MOSFET QF及QR取代。在自驅動技術中，變壓器二次側電壓用于驅動同步整流元件QF及QR的柵極。在圖1中，雖然沒有展示出，但在變壓器的二次側可以用獨立的繞組去驅動正向同步整流的QF或回流的同步整流的QR，這可通常用與初級繞組的不同匝數比的繞組做為柵驅動繞組。這種方法適用于輸出電壓更高的場合。

圖1 自驅動同步整流

　　圖2給出諧振復位正激自驅動同步整流工作于連續導通型的波形圖，畫出QF、QR的源漏電壓的工作波形，同時給出初級側MOSFET的源漏波形。

　　第一個問題：對自驅動同步整流即是QF、QR的兩個體二極管的導通間隔。在最佳導通狀態下，諧振式復位將出現在初級側MOSFET Q1進入關閉時，在輸入低線時，Q1漏電壓在Q1再次導通前剛好回到輸入電壓值處。在輸入低線處，變換器會工作在最大占空比DMAX狀態，假設變換器設計于2：1的輸入變化范圍，占空比反比于輸入線路電壓，這樣占空比在高端線路輸入時將是0.5DMAX。在諧振復位的變換器中，復位時間間隔在整個線路變化范圍內是不會變化的。也就是說該時間間隔是0.5DMAX。這就很清晰，在傳統最大50%占空比時，該時間間隔最大只能是25%的開關周期。

　　再觀看圖2，在此糟糕的時間間隔內，QF及QR的體二極管處于導通狀態，正向整流MOSFET為導通流過折算到二次側的負向磁化電流。此刻回流的MOSFET正攜帶著電感電流與正向MOSFET電流之差值電流。QR的體二極管的導通在如此長時間的間隔是非常不希望有的，這將使損耗大增。還有，由于體二極管攜帶大電流，在初級邊MOSFET Q1關斷時，其反向恢復時間將會很嚴重。正向的MOSFET還將在此時間間隔內因為體二極管流過磁化電流，也會增加導通損耗。當然，由于磁化電流通常要比負載電流小得多，這項損耗與回流開關相比不是很太大。

圖2諧振復位正激自驅動同步

　　第二個問題：對于自驅動同步整流，即是在線路電壓變化范圍內RDS（ON）的變化。低壓MOSFET適合于自驅動同步整流，其導通電阻RDS（ON）系對應VGS=4.5V，最大柵壓允許為±20V。整流的同步用QF的柵由正比于線路電壓的某一電壓驅動，而回流的MOSFET的柵由變壓器復位期間的一個恒定電壓驅動，設計師必須選擇一個合適的匝比NP/NS給主功率變壓器。以便在低端時足以驅動整流的MOSFET。使之達到低線的歐姆值范圍。設計的折衷出現在高端線路，此時，它可能超出整流用MOSFET的最大柵源電壓范圍。對于標準通訊用輸入范圍的36V~75V；合理的選擇應是大約6：1，在低線這將給出6VVGS以驅動整流的MOSFET，在高線時，它增至大約12.5V。一個MOSFET的實驗數據展示出其RDS（ON）在此VGS范圍內的變化，對一些MOSFET這個變化會超過10%以上，如果變壓器匝比NP/NS高于6：1，RDS（ON）的變化還會更高，因為RDS（ON）在柵壓低于6V時會顯著增大。

　　在自驅動同步整流中，同步整流用MOSFET的柵系直接從變壓器驅動。使同步整流器導通或關斷的能量直接來自線路。驅動整流的同步整流器的平均電流正比于開關頻率，正比于柵源電壓。因此，超過2：1的輸入線路電壓的變化其平均驅動電流也將會按2：1變化。由于回流的同步整流器由恒定柵壓驅動，因此在整個線路變化范圍內，充電用平均電流也基本上是恒定的。

　　使用自驅動同步整流以取代二極管整流器的另一個缺點是諧振復位電路的加載。圖3(a)示出諧振電路的電容，圖3（b）示出等效諧振電容與電感。（折算至初級側的）。

圖3 一次電容電路及二次同步整流電路

（a）諧振電路的電容 （b）等效諧振電容與電感

　　在復位時間間隔內，QF的VDS是半正弦的電壓，它可看作QR柵源電容及QF的Coss一起作負載的諧振復位電路。此負載的凈效果是加大了復位時間間隔，假設變壓器磁化電感保持恒定，如果在加上自驅動同步整流之后，仍需保持其恒定，磁化電感就不得不減小，它將是短的復位時間內的結果，于是會產生更高的峰值復位電壓。減小磁化電感還將增加循環損耗，會有更多的能量存在變壓器中。