電流源設計小Tips（一）：如何選擇合適的運放

　　圖20

　　gm也有轉折頻率，最終產生fT，但這個參數很難得到，因為大多數功率MOSFET都是用在開關狀態，而且gmDC隨偏置變化很大，因此datasheet里通常不給出，但由導通時間，Ciss，Coss和Crss可大致推出gm的fT很高，除以gmDC即為轉折頻率，很高，大致在10MHz左右。已遠遠超出OP07的可操作范圍，因此忽略，認為gm是不隨頻率變化的水平直線。

　　也可看出為什么之前不用OP37的原因，因為gm的轉折頻率恰好在OP37的操作頻率范圍內，從而造成頻率補償復雜度增加。

分析Aopen之一：運放的主極點

　　運放是多零極點系統，但一般都具有2個主極點，低頻主極點，靠近DC，高頻主極點，靠近GBW。圖為OP07的開環增益頻響曲線。

　　圖21

　　2個主極點中，高頻主極點通常不受重視，因為大多數運放的高頻主極點都在0dB線以下，即單位增益穩定。反饋環路中只有1只運放時很少遇到增益小于1的情況。因此很多運放datasheet中高頻主極點都不標出。

　　考慮運放與10倍理想增益級級聯（有時是必須的），這個高頻主極點就會浮出水面，如果閉環增益為1，便會產生振蕩。

圖22　　

　　圖23

　　分析Aopen之二：MOSFET和Rsample

　　如前所述，MOSFET分為輸入和輸出兩部分，通過合理簡化，輸入的Cgs接地。

　　應該感謝輸入輸出功率隔離的設計方法，不知是誰先造出了電子管，否則這部分分析會相當復雜。

　　1. 輸入部分

　　輸入部分由Ro=200 Ohm和Cgs=1000pF構成低通濾波器，并產生一個極點po。低頻增益為0dB，產生轉折頻率的極點po位于約800kHz。正好落在OP07 0dB以上的頻帶范圍內，因此推測與振蕩有關。

　　圖24

　　2. 輸出部分

　　MOSFET的電流Id=gmVgs流經Rsample產生電壓gmVgsRsample，因此增益為gmRsample。由于gm的轉折頻率很高，Rsample在低頻下為理想電阻，因此gmRsample的頻率響應為平行于0dB線的直線。

　　電流源輸出電流很小時，gm接近于0，因此gmRsample位于0dB線以下很低的位置。輸出電流增大造成gm增大，gmRsample不斷上移，直至最大電流時，gm=2s，Rsample=3 Ohm，gmRsample=6，移至0dB線以上。

　　圖25

　　兩部分級聯后，增益相乘，波特圖上增益相加，如下圖：

　　圖26

　　此時如果gmRsample》1，極點po在0dB線之上，反之則在0dB線之下。

　　一旦po高于0dB線，而1/F=1（0dB）且運放自身Aopen在此頻率附近有-20dB/DEC的斜率，則po之后斜率將達到-40dB/DEC，可能產生振蕩。

　　因此推論振蕩的產生應與Ro、Cgs、gm和Rsample均相關。

　　分析Aopen之三：為何振蕩

　　將運放、MOSFET和Rsample構成的傳遞函數級聯，得到下圖的完整開環增益Aopen：

　　圖27

　　Aopen具有3個主極點，分別為：

　　1. 運放低頻主極點pL

　　2. MOSFET輸入電容造成的極點po

　　3. 運放高頻主極點pH

　　gmRsample《1時，po在0dB線之下，系統穩定。

　　gmRsample》1時，po在0dB線之上，系統振蕩。

　　gmRsample=1時，po=0dB，系統處于臨界狀態。

　　此問題的原因說來簡單：

　　gm與電流Id息息相關，gm隨Id的增大而增大，因此gmRsample

　　可能由《1變化至》1，使極點po位于0dB線之上，1/F=0dB線與

　　Aopen的交點處斜率差為40dB/DEC，因此系統振蕩。

　　當然，可通過降低Rsample避免振蕩，然而這不是治本的方法，而且會引起成本、噪聲等一系列問題。

　　處理振蕩時的一個基本原則，盡量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改變1/F可能造成系統瞬態性能的變化。

　　頻率補償是雙刃劍，可能造成系統性能下降，過分的單一補償會造成大量問題。因此應盡量使用多種補償方法，而且每種補償適可而止。

　　本次將采用三種補償方法，分別解決三種問題：

　　1. 加速補償

　　2. 噪聲增益補償

　　3. 高頻積分補償

　　由于篇幅的原因，第一部分就先說到這里，接下來我會談到加速補償，校正Aopen的問題，敬請留意。