28V直流輸入過壓浪涌電路抑制方法研究

具體工作原理如下：　　

輸入電壓通過電阻R5 給電容C3 充電，由D2 箝制充電電壓。若D2 為12V 的穩壓管，則C3 的電壓被箝制在12V。由于電容C3 上的電壓沒有放電回路，所以C3 上電壓能穩定在12V。12V 電壓接至定時器555 的Vcc(8 腳)和運放LM10C 的V+(7 腳)，作為兩個芯片的供電電壓。在正常輸入電壓時，定時器產生高頻方波，按照充電泵原理[4]，由R3、C4、D1 及D3 進行峰值檢波及電平位移，能將C4、D1 相連的節點處電壓變為低電平為28V，高電平為38V 的方波，該方波通過D1 給電容C7 充電，D4 限制充電的最高電壓，由于電容C7 充電后沒有放電回路，所以充電電壓不超過D4 最高電壓，則電容C7 能保持充得的最高電壓。C7 的電壓給MOS管的柵極供電，則柵源極間存在電壓差(該電壓差值可以通過改變定時器的驅動電壓來控制)，高于MOS 管的開啟電壓，此時MOS 管工作在飽和區，輸出電壓為輸入電壓。由于R13、R14 分得的電壓反饋至LM10C 的3 腳，因為LM10C 的1 腳電壓值設計為2V，所以LM10C 的反相輸入端電壓為2V。若反饋電壓也為2V，則運放LM10C 的輸出電壓為0V，晶體管Q2 處于關斷狀態。建壓完成后，C7 上的電壓穩定，D1、D3 都處于關斷狀態，Ugs 大于開啟電壓，MOS 管一直導通。當輸入電壓中出現浪涌電壓時，R13、R14 的分壓值大于2V，經過運放LM10C 后，輸出電壓為某一定值，它驅動晶體管Q2 導通，使其處于放大區。由于MOS驅動電壓Ugs 小于開啟電壓，MOS 管處于線性區，輸出電壓為浪涌電壓減去MOS 管兩端的Uds。電荷泵驅動型浪涌抑制器仿真結果如圖10 所示。在4ms處，輸入電壓出現浪涌電壓，浪涌抑制器將輸出電壓穩定在40V。仿真驗證其浪涌抑制性能良好。

該電路優點：相比于Buck 型浪涌抑制電路，正常工作時，電流只流過一個開關管，損耗更小;缺點：電路復雜性增加。對比三種有源浪涌抑制電路性能，如表2 所示，雙晶體管控制型浪涌抑制電路原理簡單，器件較少，但采用P 溝道型MOS 管，在大功率場合下，開關器件通態損耗大，所以適用于小功率場合;Buck 型浪涌抑制電路和電荷泵驅動型浪涌抑制電路可用于各種功率等級，但從成本角度考慮，電荷泵驅動型浪涌抑制電路更具優勢。

對小功率場合，雙晶體管控制型尖峰抑制器比較好，功率比較大的應用場合，Vicor 型尖峰抑制器比較適合。　　

3.實驗　　

設計實例：輸入電壓18～36V;尖峰電壓：80V/50ms;輸出功率：0～40W;尖峰電壓期間輸出電壓控制在40V;啟動沖擊電流不高于5A。R1、R2、C2 的取值無特定要求，但需要保證555定時器能輸出高頻的方波， 所以取R1=5.1kΩ，R2=2.2kΩ，C2=1nF，R3=68Ω，C4=10nF，則將參數代入式

則f=150kHz，幅值為10V。　　

由于LM10C 的工作原理，1 腳電壓值為2V，所以取R11=2.7kΩ，R12=0.3kΩ，代入式( ) 1 12 11 12 2.5V = V × R R + R (3)得V1=2V。R13 和R14 的取值決定在存在尖峰電壓時，輸出電壓的幅值。若需將電壓抑制成40V，則取R13=3.4kΩ，R14=64.6kΩ，使得40V 輸出時的R13 分得電壓為2V。

圖12 電荷泵驅動型浪涌抑制電路存在浪涌輸入電壓時，輸入電壓與輸出電壓波形圖實驗結果表明，在28V 輸入電壓下，輸出電壓能正常跟蹤輸入電壓;當輸入電壓出現浪涌時，浪涌抑制器能將電壓抑制在40V 范圍內，較好地實現了浪涌抑制功能。　　

4.結論　　

本文研究了抑制28V直流電源系統的輸入電壓浪涌，針對無源浪涌電壓抑制器存在易老化、易損壞、箝位電壓精度不高等問題，研究了三種有源浪涌電壓抑制方法，都進行仿真驗證，并選取電荷泵驅動型浪涌抑制電路進行實驗驗證。研究表明，電荷泵驅動型浪涌抑制電路具有較好的抑制浪涌電壓的性能。