基于MSP430F169的程控開關穩壓電源的設計

　　本系統以TI MSP430F169為核心，電壓可預置，步進電壓為0.1V，輸出電壓范圍為20V～36V，輸出電流為0～2A。可顯示預置電壓，實測電壓，實測電流，實測效率。該系統主要由最小單片機系統，PWM信號控制芯片TL494，開關電源升壓主回路，片上A/D以及片上D/A組成。系統通過鍵盤預置電壓值送給TL494形成閉環反饋回路，采樣康銅絲上的電壓間接推算出電流并顯示。本系統具有調整速度快，精度高，電壓調整率低，負載調整率低，效率高，無需另加輔助電源板，輸出紋波小等優點。

　　一、方案論證與比較

　　1.1 主控CPU的選擇

　　方案一：采用AT89S51單片機進行控制。51單片機外接A/D和D/A比較簡單，但是由于51單片機功能簡單，對于這種復雜的系統來說做起來比較復雜。

　　方案二：采用超低功耗單片機MSP430F169，這是一個完全集成的混合信號系統級MCU芯片。內部集成12的A/D和D/A芯片，且這個單片機資源非常豐富。采用JTAG方式，可通過USB口在線下載調試，使用十分方便，并且低功耗便于整體效率的提高。

　　1.2 DC-DC主回路拓撲的方案選擇

　　DC-DC變換有隔離和非隔離兩種。輸入輸出隔離的方式雖然安全，但是由于隔離變壓器的漏磁和損耗等會造成效率的降低，隔離變壓器繞制復雜，所以選擇非隔離方式，具體有以下幾種方案：

　　方案一：BUCK拓撲。見圖1，開關管V1受占空比為D的PWM波的控制，交替導通或截止，再經L和C濾波器在負載R上得到穩定直流輸出電壓Uo=D*Vd（D≤1），由于輸入電壓為18V，輸出電壓20～36V，故不能滿足要求。

　　方案二：BOOST拓撲。見圖2，開關V1導通時電感儲能，截止時電感能量輸出。只要電感繞制合理，能達到要求的輸出電壓30～36V，且輸出電壓Uo呈現連續平滑的特性。

　　方案三：BUCK-BOOST拓撲。見圖3，由于電路屬于升降壓拓撲，控制比較復雜，由于本題只需升壓，故選擇方案二。

　　1.3 控制方法的方案選擇

　　方案一：采用單片機產生PWM波，控制開關的導通與截止。根據片內A/D采樣后的反饋電壓程控改變占空比，使輸出電壓穩定在設定值。負載電流在康銅絲上的取樣經片內A/D后輸入單片機，當該電壓達到一定值時關閉開關管，形成過流保護。該方案主要由軟件實現，控制算法比較復雜，速度慢，輸出電壓穩定性不好，若想實現自動恢復，實現起來比較復雜。

　　方案二：采用恒頻脈寬調制控制器TL494，這個芯片可推挽或單端輸出，工作頻率為1～300KHz，輸出電壓可達40V，內有5V的電壓基準，死區時間可以調整，輸出級的拉灌電流可達200mA，驅動能力較強。芯片內部有兩個誤差比較器，一個電壓比較器和一個電流比較器。電流比較器可用于過流保護，電壓比較器可設置為閉環控制，調整速度快。鑒于上面分析，選用方案二。

　　1.4 電流工作模式的方案選擇

　　方案一：電流連續模式。

　　電流連續工作狀態，在下一周期到來時，電感中的電流還未減小到零，電容的電流能夠得倒及時的補充，輸出電流的峰值較小，輸出紋波電壓小。

　　方案二：電流斷續模式。斷續模式下，電感能量釋放完時，下一周期尚未到來，電容能量得不到及時補充，二極管的峰值電流非常大，對開關管和二極管的要求就非常高，二極管的損耗非常大，而且由于電流是斷續的，輸出電流交流成分比較大，會增加輸出電容上的損耗。由于對于相同功率的輸出，斷續工作模式的峰值電流要高很多，而且輸出直流電壓的紋波也會增加，損耗大。

　　鑒于上面分析，本設計采用方案一。

　　1.5 提高效率的方案選擇

　　影響效率的因素主要包括單片機及外圍電路功耗，單片機及外圍電路供電電路的效率和DC-DC變換器的效率。故我們采用了超低超低功耗的MSP430單片機，采用了高轉換效率的芯片對外圍電路進行供電，并且采用低損耗的元器件，和優異的控制策略。

　　二、詳細軟硬件分析

　　2.1 硬件整體框圖設計（見圖4）：

　　單片機通過鍵盤控制電壓的步進，經過單片機控制D/A提供一個參考電壓，與輸出電壓的反饋分壓進行比較，在TL494內部的電壓誤差放大器產生一個高或低電平，控制脈寬變化，來達到調整輸出電壓的變化，反復調整后使輸出達到設定得值為止。參考電壓輸出后電壓的反饋調節是由TL494自動調節的，調節速快。

　　2.2 理論分析與參數計算

　　2.2.1 主回路器件的選擇及參數設計：

　　2.2.1.1 磁芯和線徑選擇。當交變電流通過導體時，電流將集中在導體表面流過，這種現象叫集膚效應。電流或電壓以頻率較高的電子在導體中傳導時，會聚集于總導體表層，而非平均分布于整個導體的截面積中。線徑的選擇主要由本系統的開關頻率確定。開關頻率越大，線徑越小，但是所允許經過的電流越小，并且開關損耗增大，效率降低。本系統采用的頻率為44K，查表得知在此頻率下的穿透深度為0.3304mm，直徑應為此深度的2倍，即為0.6608mm。選擇的AWG導線規格為21#，直徑為0.0785cm（含漆皮）。磁芯選擇鐵鎳鉬磁芯，該磁芯具有高的飽和磁通密度，在較大的磁化場下不易飽和，具有較高的導磁率、磁性能穩定性好（溫升低，耐大電流、噪聲小），適用在開關電源上。

　　2.2.2 控制電路設計與參數設計：

　　控制電路選用TI的TL494來產生PWM波形，控制開關管的導通，Rt，Ct選擇為102和24K，頻率為，為44KHz。軟啟動電路由14腳和4腳接電阻和電容來實現，通過充放電來實現。啟動時間為10mS， Ct=10uF，Rt=1K。13號腳接地，采用單管輸出，進一步降芯片內部功耗。TL494如下圖。

　　2.2.3 效率的分析：

　　輸出功率計算公式：η=Po/Pi ，輸入功率計算公式：Pi=Ui*Ii 。

　　由于題目要求DC/DC變換器（控制器）都只能由Uin端口供電，不能另加輔助電源，所以單片機及一些外圍電路消耗功耗要盡量的低。為此，在設計本系統時單片機采用超低功耗單片機MSP430F169，該系統集成了8路12位A/D和兩路12位D/A.減少了外加A/D和D/A的功耗。提高效率主要是要降低變換器的損耗，變換器的損耗主要有MOSFET導通損耗， MOSFET 開關損耗 MOSFET 驅動損耗，二極管的損耗、輸出電容的損耗，和控制部分的損耗，這些損耗可以通過降低開關頻率等方法來降低。各級損耗主要有：1．導通損耗：；2．開關損耗： ;3．門級驅動損耗： ;4．二極管的損耗： ;5．輸出電容的損耗：

　　具體損耗如下：

　　導通損耗和開關損耗，主要是針對開關管來說，這個根據選取IRP540，功耗為0.4W.

　　2.另外一個主要損耗為二極管損耗，二極管正常導通壓降為0.7V，損耗為Pd=0.7*Ii，門級驅動和輸出電容損耗，主要是選取低功耗的器件，和低ESR的電容。

　　2.2.4 保護電路設計與參數設計：

　　康銅電阻的大小選擇：康銅絲主要起兩個作用，過流保護和測試負載電流。康銅絲接在整流輸入地和負載地之間，越小越好，這樣會使兩個地之間的電壓很小。但是如果太小由于干擾問題會造成過流保護的誤判，并且對于后級運放的要求比較高，經過實驗，選擇0.1歐姆的電阻效果比較好。由于電阻太小，難以測量，所以先測得1歐姆的電阻，然后截取其長度的十分之一。

　　TL494片內有電流誤差放大器。可用于過流保護。康銅電阻上的壓降，與預先調好的值進行比較。若電流過大，輸出高電平，阻止PWM信號產生，開關管處于關斷狀態，使輸出電壓降低，形成保護功能。一旦輸出電壓降低，導致輸出電流降低，檢測電壓降低，電流誤差放大器就會輸出低電平，重新產生PWM波形，所以該電路具有自恢復功能。

　　2.2.5 數字設定及顯示電路的設計：

　　由于在輸出端采樣時測得的反饋電壓為輸出電壓的二十四分之一，即分壓為1.5V時輸出為36V，分壓為0.834V時輸出為30V，設計中采用了12位D/A轉換精度為0.61mV（參考電壓為2.5V），直接輸出給TL494提供參考電壓。此外還設置了三個A/D芯片，分別采集輸出電壓，輸出電流，和輸入電流。為了降低功耗，設計中采用了128*64，屏幕大，顯示內容多，當背光不使用時自動關閉，以降低功耗。

　　2.3 硬件電路設計

　　2.3.1 主電路圖如下：

　　開關穩壓電源的設計"