對增益大于等于10時保持穩定的放大器進行補償以在較低增益下工作

本文說明如何補償一個增益為9倍以上時通常保持穩定的放大器（如 ADA4895-2），以使其在增益低至2時工作，提供比等效內部補償放大器更高的壓擺率和更快的建立時間。本文將提出兩種方法并突出每種電路的優缺點。

ADA4895-2與ADA4896-2、ADA4897-1和ADA4897-2同屬一個系列，是一款雙通道、低噪聲、高速、電壓反饋、軌到軌輸出型放大器。它在增益為10時可保持穩定，增益帶寬積為1.5 GHz，壓擺率為940 V/μs，0.1%建立時間為26 ns，10 Hz時1/f噪聲為2 nV/√Hz，寬帶噪聲為1 nV/√Hz，2 MHz時無雜散動態范圍為?72 dBc。這款器件采用3 V至10 V電源供電，每個放大器的靜態功耗為3 μA。

圖1. 方法1：補償ADA4895-2實現增益為+2時保持穩定

方法1如圖1所示，在反相輸入端增加一個簡單的RC電路（R_C = 28 Ω 且 C_C = 56 pF），且反饋電阻并聯一個反饋電容(C_F = 5 pF)。該電路在高頻時的噪聲增益為+9，在諧振頻率(1/2πR_CC_C = 100 MHz)以下的頻率時噪聲增益為+2。雖然高頻時的噪聲增益接近+9，但只要由R_O 和 C_L構成的低通濾波器能夠阻隔高頻成分，總輸出噪聲就能保持在低水平。這種情況下，放大器可以在增益為+2時工作，而總輸出噪聲則非常低(3.9 nV/√Hz)。

可以擴展這種配置以支持+2到+9之間的任何增益。表1顯示了各種增益設置的元件值和總寬帶輸出噪聲。

表1. 用于增益低于+10的元件值，R_T = R_O = 49.9 Ω

¹完整的總噪聲公式見下文。

圖2. 方法2：補償ADA4895-2實現增益為+2時保持穩定

方法2如圖2所示，在反相輸入端與同相輸入端之間增加一個電阻(R₁ = 28 Ω)，將放大器的噪聲增益提高到+9。R₁上無電壓，因而無電流通過其中。因此，R₁與同相輸入端并聯所得的輸入阻抗仍然非常高。輸入至輸出信號增益等于1 + R_F/R_G，本例中即為+2。補償電路未使用電容，因而不存在頻率依賴性。這意味著，與第一種方法相比，低頻時的寬帶輸出噪聲始終較高。

可以擴展這種配置以支持+2到+9之間的任何增益。表2顯示了各種增益設置的元件值和總寬帶輸出噪聲。

表2. 用于增益低于+10的元件值，R_T = R_O = 49.9 Ω, C_L = 120 pF

¹完整的總噪聲公式見下文。

圖3顯示了圖1和圖2所示電路的小信號和大信號頻率響應，采用50 Ω分析儀，G = +5 V/V或14 dB。如圖所示，兩個電路均非常穩定，峰化略高于1 dB。只要使用表1和表2中的值，增益范圍在+2至+9時均可保持穩定。

為降低總輸出噪聲，可以調整輸出端的低通RC濾波器以將此電路的帶寬降至50 MHz或更低，具體取決于應用。

圖3. G = +5時的頻率響應

為什么方法1中的輸出噪聲優于方法2中的輸出噪聲？
方法1中的輸出噪聲遠低于方法2，尤其是在增益低于+7時，這是因為方法1中的噪聲增益僅在高頻時較高。高頻時，可以利用低通濾波器來消除高頻噪聲成分。但在方法2中，放大器始終在噪聲增益為+9時工作，即便在低頻時亦如此。因此，總輸出噪聲不隨增益而變化，如表2所示。下面是這兩種方法對應的公式（注意：R_E = R_G//R₁）。

方法1的公式：總輸出噪聲=

方法2的公式：總輸出噪聲=

每種方法的優缺點
我們給出了兩種不同的方法，說明如何利用若干外部元件來使高增益穩定型放大器能在低增益下穩定地工作。與方法2相比，方法1采用了更多的無源元件，因而可能會占用更多的電路板空間，成本更高。作為回報，第一種電路的總輸出噪聲低于第二種電路。因此，選擇何種電路取決于具體應用及其要求的規格。

如圖4所示，與增益大于等于+1時保持穩定的內部補償放大器ADA4897-2相比，去補償的ADA4895-2提供更高的壓擺率（300 V/μs對100 V/μs）和更快的建立時間。隨著電路增益提高，這些優勢還會擴大。

圖4. G = +2時對比補償與去補償放大器

結論
ADA4895-2去補償放大器在增益大于9時保持穩定，可以通過補償來實現低增益工作。本文提出的兩種方法通過提高復雜度來降低總寬帶噪聲。與增益大于等于+1時保持穩定的內部補償放大器ADA4897-2相比，兩種方法均能提供更高的壓擺率和更快的建立時間。