一種自旋閥GMR隔離放大器的設計方案

2.2 接收放大電路

由于V/I 轉換電路中運算放大器因為負反饋作用，使得同相端和反相端的輸入電阻不相等或不匹配，導致電路的共模抑制能力很差。為了有效抑制前端電路輸出的共模信號，并實現對隔離器輸出信號進行放大，儀表放大器是最佳選擇。它是一種經過優化處理的精密差分電壓放大電路，常用在惡劣環境條件下的數據采集系統中。其主要特點有：共模抑制比高、線性誤差低、輸入阻抗高、噪聲低及穩定性好等特點。它與一般運算放大器不同的是，運算放大器閉環增益是由其反相輸入端和輸出端之間連接的外部電阻決定，而儀表放大器則是由與輸入端隔離的內部反饋電阻決定，根據這個特點，本文設計了一種放大倍數可調節的儀表放大器，如圖4所示。

為了提高匹配性，圖4中三個運算放大器采用前端V/I 轉換電路中的運放A 來設計，其中A1和A2均為同相端輸入，其具有輸入阻抗高且完全匹配，由運放的特性得兩運放的輸出電壓差：

由式(6)可知，只要確定R,R3 和R4 的值，就可以通過調節RG 的阻值來改變電壓增益。但是，R3 和R5 與R4和R6盡可能要做到嚴格的相等和匹配，否則會影響共模抑制比，降低儀表放大器的抗干擾能力。

3 電路仿真及結果分析

本電路的設計是基于CSMC 0.5 μm混合信號工藝，利用Tanner集成電路設計軟件進行電路編輯和仿真及驗證，各項參數仿真結果基本達到設計要求。

3.1 運算放大器A仿真

設計產生10 μA 電流的偏置電路，在電源電壓為5 V條件下，經過反復的仿真與調試，得到運算放大器開環頻率響應特性曲線如圖5所示。其開環增益87.6 dB,單位增益帶寬50 MHz,相位裕度62°，功耗0.945 mW.

3.2 電壓電流轉換電路仿真

由式(4)可知，V/I 轉換電路輸出電流與輸入電壓成正比，與電阻RW成反比。圖2中運算放大器反相端電壓被鉗位在電阻RW 的上端，又由于運算放大器輸出擺幅為1.3~4.7 V,晶體管Q1 的基極-射極電壓為0.75 V,所以運算放大器反相端電壓不能完全跟隨輸入電壓。要實現把0~5 V范圍的電壓變為0~10 mA范圍的電流，實際上是將0.55~3.9 V 的電壓轉變為1.4~10 mA 的電流。

經過仿真調試，確定電阻RW 為355 Ω，其電壓電流轉換特性曲線如圖6 所示，其中(a)~(c)分別為輸入電壓、運放反相端電壓和流過負載的電流。

3.3 儀表放大器仿真

由式(6)看出，若R3=R4,R 為一確定值，那么儀表放大器的輸出電壓就只與反饋電阻RG有關，因此，合理調節RG阻值大小，就能改變電壓放大倍數。在這里，取R=19.9 kΩ，R3=R4=100 kΩ，Vref=2.5 V,電阻RG 的調節范圍為200 Ω至無窮大，因此輸出電壓增益范圍為1~200 倍，當RG=3.98 kΩ時，增益為11,其輸入/輸出曲線如圖7所示。

當RG→∞時，即放大倍數為1 時，其共模抑制比為73 dB;當RG=200 Ω時，放大倍數為200,其共模抑制比為118 dB.

3.4 整體仿真

由圖7 可知，當流過線圈的掃描電流為-10~10 mA 時，電橋上的輸出電壓隨電流變化成直線關系，但有約2 mV的失調電壓，電橋輸出電壓與流過線圈中的電流的線性比例系數大約為3.8(V/A)。根據隔離器的電壓電流的線性關系，本文利用Tanner軟件中的CCVS_H_Element Spice 單元，通過設置輸入控制命令Vctrl和輸出電壓與控制電流的線性比例系數K 值，便可以模擬得到滿足要求的自旋閥GMR隔離器。這里將Vctrl控制端口名設置為圖2中的Vcc(此Vcc 不能與總電源電壓命名相同)，比例系數K 設為3.8,CCVS_H_Ele-ment的兩輸出端接到儀表放大器兩輸入端，設定儀表放大器的放大倍數為50.對整個電路進行瞬態仿真，輸入信號頻率為100 kHz,其仿真波形如圖8 和圖9 所示。由于圖2中電阻RW的限幅作用，波形有失真現象。