UC3855A/UC3855B高性能功率因數預調節器

將 L 和 C 合并可得出諧振 1/4 周期：

現在可以計算出諧振電流對輸出電壓的影響。試回想，為確保諧振電感在高線壓情況下的放電：

對于一個升壓轉換器而言，則為：

將 (1) 代入 (2)，求解 VO，從而得出：

可以代入先前確定的值求解方程式 (3)，得出一個 405V 的最小輸出電壓值。這就要求 VO 的設計值為 410 V。

4.3.3 ZVT 開關及整流器的選擇

由于其漏-源電容的放電，因此 ZVT 開關也會帶來一個最小限度的開啟損耗。但是，由于諧振電感限制了開啟電流，因此 ZVT 開關不會帶來強電流和電壓交迭。無論如何，開關都不會帶來關閉及傳導損耗。盡管峰值開關電流確實高于主開關電流，但是占空比較小，從而將傳導損耗保持在一個較低的值。由于平均漏電流較低，因此 ZVT 開關為一個或兩個裸片尺寸的大小，且小于主開關。ZVT 開關的開啟時間為：

峰值 ZVT 開關電流等于峰值 ZVT 電感電流。通過假設出一個方波信號，可以得出開關 RMS 電流一個相對保守的近似值。RMS 電流近似值為：

這與最大負載和最大 ZVT 開啟時間下峰值大約為 14 A 的情況相符合，但是，RMS 僅為 3.9 A。在這一應用中，比較合適的器件是 Motorola MTP8N50E，這是一款 500V、8A、RDS (ON) 為 0.8Ω 的器件。與 主MOSFET 一起，將一個 5.1Ω ?的電阻器與柵極串聯放置，從而抑制開啟端的寄生振蕩，同時將一個肖特基二極管和電阻器與該電阻器并聯放置，從而加速關閉。在 ZVTOUT 至接地端之間放置一個肖特基二極管，以防止引腳在低于接地時被驅動。該二極管的位置應盡可能的接近該器件。

ZVT 電路所需的整流器也將流過一個相對較弱的 RMS 電流。tZVT 到負載期間，二極管 D2 將返還存儲于諧振電感中的能量。D2 應為一個超速恢復二極管，一般選用與 D1 速度相近的二極管。為 D2 所選用的二極管是 Motorola MURH860，這是一款 trr≈?35 ns、600V 的器件。

當電感重置時，二極管 D3 阻止電流流經 QZVT 主體二極管。該二極管與 QZVT 一樣，具有相同的峰值和 RMS 電流。D3 應為一個快速恢復二極管，從而減弱來自諧振電感的 QZVT 的漏-源電容。當 ZVT 開關關閉時，存儲于 D3 正極節點電容量會與 ZVT 電感發生諧振現象。將這一效應最小化會減少這一節點上所需的緩沖量。此處所選用的二極管為 MUR460。這是一款 trr≈?75ns、600V、4A 器件。

總而言之，ZVT 電路中的兩個二極管都有較低的 RMS 電流。除了阻斷電壓（兩種情況下都等于 VO），主要的選擇標準為逆向恢復時間。選用具有快速恢復時間的器件將減少寄生振蕩、降低損耗以及 EMI。

4.3.4 ZVT 緩沖電路

ZVT 電路需要更多的方法來抑制在 ZVT 電感電流降至 0 時就會發生的寄生振蕩。圖 10A 顯示了沒有經過適當抑制時 ZVT 電感電流及二極管 D2 正極電壓。該圖表明當電感電流開始向輸出端放電（QZVT 處于關閉狀態）時，正極電壓則處于 VOUT（由于 D2 正在進行傳導）。當電感電流變為零，由于貫穿主開關體二極管電感的另一端被控制至 0 V，電壓振鈴為負。正極電壓能輕易地出現負振蕩，以將輸出電壓翻一倍。這就增加了二極管的反向電壓力，為輸出電壓的三倍！將節點電容量維持在一個最小值，并使用快速恢復二極管，不但可以減少振鈴，而且還可提升電路性能。

一些抑制振蕩的方法已經在 [4,7] 中提出。在這一電路中研究了兩種方法，即飽和電抗器和電阻性阻尼。從接地到 D2 正極之間通過一個二極管連接一個 51Ω、10W 無電感電阻。飽和電抗器與諧振電感串聯放置，并利用一個纏有 8 圈繞組的Toshiba 飽和磁芯 SA 14 x 8 x 4.5 進行實施。電阻性阻尼方法可以防止節點發生振蕩。但是，當 D1 在進行傳導時，這并不能阻止電流流入 D2（這是由于當 QMAIN 關閉時，dv/dt 會貫穿 Lr）。如果這個時候電流流經 D2，那么當 QZVT 開啟時，D2 就會流過逆向恢復電流。由于其自身的高阻抗，飽和電抗器能阻止該電流。LS 也能阻止來自節點電容的 Lr，這就防止了節點發生振蕩。

在沒有電阻性阻尼的情況下，飽和電抗器能運行完好，而這也是該項設計中所選用的方法。飽和電抗器如果能有效的對電路進行減振，那么就可以免去電阻性阻尼的安裝。但是，由于設計出來的 LS 是用來飽和每一個開關循環，所以磁芯損耗很大一部分取決于材質，同時該損耗能引起磁芯溫度上升過高。在這一電路中，磁芯降溫處理是必需的。通過使用一個更大的 MS 18 x 12 x 4.5，嘗試了另一個可選設計，該 MS 運行時溫度更低，盡管它也需要進行降溫處理。對該電路的優化處理能有效地減少 ZVT 電路中的損耗。在該設計中，阻尼網絡損耗大約為 2W。圖 10B 顯示了使用 LS 對節點進行阻尼的相同電路的情況。

圖 11 ZVT 振鈴波形

4.3.5 ZVS 電路

接下來我們將選擇 ZVS 電路組件。在該示例中，使用了一個 1kΩ 的電阻器來阻止 ZVS 引腳的運行。所選用的電容器為 500 pF。這一組合要求大約 200ns 的時間來完成充電至 2.5V 閾值。

4.4 振蕩器頻率

計算 CT 值：

4.5 乘法器/分壓器電路

計算 VRMS 電阻分壓器值：

在低線壓條件下 (85 VRMS)，將 VRMS 設置為 1.5V

如果確定了其中一個電阻器（因為此處有兩個方程式，三個未知量），就可求解電壓分壓器。假設分壓器中值較低的電阻器為 18 Kω，則：

RTOTAL=18kΩ×51=918 kΩ

設置 R10=120 kΩ，得出：

R9=918kΩ-120kΩ-18 kΩ=780kΩ

R9 被分成 2 個電阻器（每一個為 390 kΩ），以降低其電壓應力。

計算出電容值，將濾波器極置于 18Hz，則：

其中：REQ=R9II(R10+R11)=117kΩ

為了在不降低系統性能的情況下合并電容值，可以將 C4 選擇為 0.1μF。

計算 IAC 電阻值：

在高線壓情況下，將 IIAC 設置為 500μA。

將 2 個 390kΩ 電阻器串聯，以降低電壓應力。

4.5.1 RIMO 的計算

在低線壓條件下，IIAC=156μA 且乘法器輸出應等于 1V。低線壓與最大負載情況下，VEA 為其最大值 6V，因此使用乘法器輸出方程式：

一個 1000pF 的電容器與 RIMO 并聯放置，以實現噪聲過濾。由于 RIMO 兩端的電壓為乘法器輸出，且為電流誤差放大器的參考電壓，因此 RC 極點頻率應設置為高于 120Hz 的乘法器信號。 4.6 電流合成器

首先，應為變流器選擇一個匝比。變流器是設計用來在峰值輸入電流情況下產生 1V 的電壓。在達到電流極限跳變