QPSK調制器

從MAX2681數據表看出，在超過1900MHz頻率時，相對于IM3 (圖6b) P_OUT具有-56dBc的無雜散響應動態范圍(SFDR)。典型的工作情況是PRF_IN = -25dBm，IIP3 = 0.5dBm，變頻增益 = 8.4dB。本振到中頻的泄漏和其他雜散產物可以被窄帶IF濾波器濾掉，如圖1所示。MAX2681 (硅鍺雙平衡下變頻器)在滿足性能要求時I_CC電流一般僅為8.7mA。

圖6. 硅鍺雙平衡下變頻器提供低(0.5dBm)IIP3值和56dBc的動態范圍(b)。

另一個硅鍺下變頻器(MAX2680)具有不同的性能。采用微小的6引腳SOT23封裝，由具有單端RF、LO和IF端口的雙平衡Gilbert單元混頻器組成。與MAX2681相同，它以+2.7V至+5.5V的單電源供電，接收400MHz至2500MHz之間的RF輸入，中頻輸出頻率10MHz至500MHz。關斷模式下供電電流一般小于0.1μA。LO通過單端寬帶口輸入，其VSWR優于2.0:1 (400MHz至2.5GHz)。

硅鍺前端的輸入靈敏度

為了估計使用MAX2641/MAX2681 SiGe下變頻器的前端靈敏度，考慮4MHz信號帶寬的QPSK調制信號。為了簡化計算，假設輸入濾波器具有理想的矩形濾波特性。首先，考慮到由天線轉換器和前端無源濾波器引入的3dB插入損耗，必需先給NF加上3dB (AntNF)。下一步，在LNA之后增加一個濾波器以消除LNA產生的失真(除了IM3以外的失真)，為此考慮使用一個具有2dB衰減和NF的濾波器。在1900MHz時，將LNA后置濾波器NF加到MAX2681 11.1dB的NF上：

Total NF = filter NF + mixer NF =
2dB + 11.1dB = 13.1dB

LNA的輸入需要很好的NF值，因為它直接從天線獲得非常微弱的信號。而混頻器NF被LNA的增益削弱了:

Total NF = LNA NF + (1/G_LNA)(NF_TOTAL - 1) = 2.054;
NF_TOTAL (dB) = 10log2.126 = 3.12dB.

使用QPSK調制，BER＝10^-3時，天線輸入所需的信號能量與噪聲能量之比最小值為Eb/No = 6.5dB。+25°C時絕對噪聲的噪聲底是AbsNfl = -174dBm = 10log(KT)，其中 T = +300°K，K = 1.38 . 10^-23。以dB為單位的濾波器帶寬為FiltBwth = 10log(4MHz) = 66dB。對于BER達到10^-3的QPSK調制信號，圖1中的前端靈敏度用下式估算：

輸入靈敏度 = AbsNfl + AntNF + FiltBwth + NF_total + Eb/No
= -174dBm + 3dB + 66dB + 3.12dB + 6.5dB = -95.38dBm.

結論

與純的雙極型工藝相比，硅鍺(SiGe)技術可以在超過1.0GHz頻率時給出更低的噪聲系數。它還能降低供電電流并具有更高的線性度。Maxim已經實現了高線性度的硅鍺混頻器，在1900MHz具有0.5dBm的IIP3，噪聲系數11.1dB (SSB)，變頻增益8.4dB，只需要8.7mA供電電流。硅鍺器件更高的特征頻率(f_T)使器件可以在更高的頻率下工作從而實現在超過5GHz頻率時的應用。

參考文獻

1. Richard Lodge, "Advantages of SiGe for GSM RF Front-Ends." Maxim Integrated Products, Theale, United Kingdom.
2. Chris Bowick, RF Circuit Designs. (Howard W. Sams, Co. Inc).
3. Tri T. Ha, Solid-State Microwave Amplifier Design. A Wiley-Interscience publication, 1981, ISBN 0-471-08971-0.