采用變壓器次級輔助繞組的軟開關PWM三電平變換

摘要：提出一種新型的ZVZCSPWM三電平直流變換器，在變壓器的次級側附加一個輔助繞組，整流得到的輔助電壓，為滯后管創造零電流條件，較好地解決了滯后管輕載下軟開關難的問題。新的主電路拓撲減小了高壓下功率器件的電壓應力。分析了各時段的工作原理，并提供了設計參考和實驗結果。

關鍵詞：三電平變換器；零壓開關；零流開關；移相脈寬調制

1 引言

隨著科技的發展，諧波污染問題越來越引起人們的關注，有源功率因數校正（APFC，Active Power Factor Correction）技術是解決諧波污染的有效手段。而三相功率因數校正變換器的前級輸出直流電壓一般為760～800V，有時甚至高達1000V，這就要求提高后級變換器開關管的電壓定額，但是，很難選擇到合適的開關管^[1]。另外，高頻化也是變換器發展的方向，但是隨著開關頻率的提高，開關損耗也成比例地增加。本文提出了一種新穎的ZVZCSPWM三電平變換器，使開關管承受的電壓應力為輸入直流電壓的一半，并使開關損耗減小，從而較好地解決了上述兩個問題，克服了文獻^[2]－[3]中所提出的ZVZCS三電平變換器的部分缺點，其主電路如圖1所示。它采用移相控制，其中C₁和C₂是分壓電容，其容量相等，并且很大，均分輸入電壓V_in，即V_C1=V_C2=V_s=V_in/2。L_k是變壓器初級漏感，D₅，D₆是箝位二極管，S₁和S₄是超前管，C₃和C₄分別是S₁和S₄的并聯電容，S₂和S₃是滯后管。C_ss為聯接電容，分別將兩只超前管和兩只滯后管的開關過程連接起來。C_h是維持電容，它使初級電流復位，從而實現滯后管的ZCS，并防止初級電流ip反向流動。L_f是輸出濾波電感，C_f是輸出濾波電容，R為負載。

圖1 主電路拓撲

2 工作原理及軟開關效果

ZVZCSPWMTL直流變換器有9個工作模式，對應的工作波形如圖2所示。

圖2 工作波形圖

在分析工作模式前作如下假設：

1）所有開關管、二極管均為理想器件；

2）所有電感、電容均為理想元件；

3）電容C_ss足夠大，穩態工作時，C_ss的電壓恒定為V_in/2；

4）輸出濾波電感L_f足夠大，其電流為輸出電流I_o，可以認為是一個恒流源；

5）C₃=C₄=C_r。

2.1 工作原理^[4][5]

模式1（t₀～t₁） t₀以前S₁已開通，t₀時刻S₂導通，此時v_ab=V_s=V_in/2。由于L_k的存在，i_p不能突變，所以S₂是零電流開通。i_p逐漸增加，但還不足以提供負載電流，D₇與D₈依然同時導通，變壓器次級繞組被鉗位在零電壓，變壓器輔助繞組上的電壓也為零。初級電流如式(1)線性增加

i_p=t (1)

模式2（t₁～t₂） 在t₁時刻，i_p=nI_o(n=N₂/N₁)，初級開始為負載提供能量。輔助電路中的D₉導通，維持電容電壓v_Ch開始充電上升。維持電容的電壓和充電電流由式（2），式（3）給出

v_Ch(t)=n_aV_s[1－cos(ω_at)] （2）

i_ch(t)=－sin(ω_at) （3）

式中：Z_a=為諧振電路的特征阻抗；

ω_a=為諧振頻率；

n_a=N₃/N₁為變壓器輔助繞組與初級繞組的匝比，它小于變壓器次級與初級匝比n=N₂/N₁的一半（忽略漏感和次級整流二極管的結電容間的寄生影響，以簡化工作過程的分析）。

模式3（t₂～t₃） t₂時刻，L_k與C_h完成了半個諧振周期，V_Ch=2n_aV_s，電容C_h試圖通過D_h放電，然而V_ChV_rec，所以D_h反偏。維持電容C_h保持電壓不變，輸出功率由主繞組承擔。

模式4（t₃～t₄） t₃時刻S₁關斷，i_p給C₃充電，C₃上電壓逐漸上升，所以S₁是零電壓關斷。同時C₄放電，此時L_k和輸出濾波電感L_f相串聯，L_f一般很大，i_p近似不變，類似于一個恒流源，C₃電壓線性上升，C₄電壓線性下降。

v_C3(t)= （4）

v_C4(t)=V_s－ （5）

初級電壓v_ab=v_C4，次級整流電壓與初級電壓下降的斜率相同。

模式5（t₄～t₅） t₄時刻次級整流電壓下降到維持電容電壓V_Ch，此時二極管D_h導通，整流電壓隨著維持電容電壓變化（設C_h比C₃，C₄大得多），C_h開始為負載提供部分電流。因為漏感儲能仍使C₃充電C₄放電，初級電壓幾乎按與先前同樣的斜率下降，這意味著次級整流電壓比初級電壓下降得慢。初級電壓與次級反射電壓之差加在漏感上，初級電流i_p開始下降。折算到初級的簡化等效電路如圖3(a)所示，初級電流和電壓以及次級電壓為

i_p(t)=nI_ocos(ω_bt)＋nI_o （6）

v_ab(t)=sin(ω_bt)－ （7）

（a）模式5 (b)模式6 (c)模式7

圖3 簡化等效電路圖

V_rec(t)=－sin(ω_bt)＋t＋2n_aV_s （8）

式中：ω_b=；

C_eq=C₃＋C₄。

模式6（t₅～t₆） t₅時刻，C₃的電壓上升到V_s，C₄的電壓下降到零，v_ab=0，此時D₄自然導通。D₄導通后，C₄的電壓被箝在0，因此可零電壓開通S₄，S₄與S₁驅動信號之間的死區時間應大于(t₅－t₃)。次級電壓折算到初級后都加在漏感上，初級電流迅速下降。折算到初級的簡化等效電路如圖3(b)所示。初級電流和次級電壓為

i_p(t)=I_acos(ω_ct)－sin(ω_ct)＋I_a （9）

v_rec(t)=nI_aZ_csin(ω_ct)＋V_acos(ω_ct) （10）

式中：Z_c=；

ω_c=；

i_p(t₅)=I_a；

v_rec(t₅)=V_a。

模式7（t₆～t₇） t₆時刻初級電流完全復位，整流電壓v_rec(t₆)=V_β。然后整流二極管D₇關斷，C_h提供全部負載電流，整流電壓迅速下降，簡化等效電路如圖3(c)所示。此模式下的整流電壓按式（11）線性下降。

v_rec(t)=V_β－t （11）

模式8（t₇～t₈） t₇時刻C_h放電完畢，然后整流二極管D₇，D₈同時導通，均分負載電流。

模式9（t₈～t₉） t₈時刻關斷S₂，此時i_p=0，因此S₂是零電流關斷，以后是S₂與S₃的死區時間。t₉時刻開通S₃，由于L_k的存在，i_p不能突變，所以S₃是零電流開通，電路工作進入另半個周期，其工作情況類似于前面的描述。從以上工作模式分析可以看出，這種變換器可以獲得很好的ZVZCS軟開關效果，并減小了占空比丟失。

2.2 ZVZCS軟開關效果

2.2.1 超前管的ZVS范圍

超前管并聯的電容首先利用輸出濾波電感的能量充電/放電（模式4），然后通過漏感儲能充電/放電（模式5），因此易于實現ZVS，但在負載很輕時，超前管的ZVS會受到限制。在模式4最后時刻的初級電壓等于維持電容電壓折算到初級的峰值，初級電流i_p=I_on，從能量關系來看，若要實現ZVS，則漏感儲能要大于或等于維持電容儲能，即

L_k(I_on)²（C₃＋C₄）

I_o?（12）

式（12）決定了超前管的ZVS范圍，從式中可以看出，超前管的ZVS是由變壓器匝比，開關管并聯電容，變壓器漏感和輸入電壓共同決定的，當電路中的條件滿足式（12）時，在任意負載條件下，超前管都可以實現ZVS。

2.2.2 滯后管的ZCS范圍

從前面的工作原理分析可知，初級電流由維持電容電壓來復位。在輕負載下，維持電容不能完全放電，所以充電少，負載越輕，維護電容峰值電壓越低。然而復位電流也隨負載電流的減小而減小，滯后管的ZCS也能通過很低的維持電容電壓獲得，因此，滯后管的ZCS變化范圍足夠寬。

3 實驗結果

一個2.7kW的變換器驗證了這些特性。輸入為三相50Hz/380V，輸出為直流27V/100A，變換器工作頻率為20kHz。超微晶ONL－805020，N₁=30，N₂=5，N₃=2，L_k=5μH，C_h=20μF，功率模塊為2MBI50L－120X2。圖4－圖9為試驗得到的波形。實驗表明，該變換器可以在較輕負載下實現了軟開關。

圖4 S₁集 電 極 電 壓 與 驅 動 波 形

V_in=600 V 10μs/div

圖5 S₁與S₂集 電 極 電 壓 波 形

V_in=600 V 10μs/div

圖6 變壓器初級電流波形

10μs/div 10A/div

圖7 S₁零壓開通波形1：v_cel(50V/div)

2:i_cl(10A/div) 1μs/div

圖8 S₁零壓關斷波形1：v_cel(50V/div)

2:i_cl(10A/div) 1μs/div

圖9 S₂零流關斷波形1：v_ce2(50V/div)

2:i_c2(10A/div) 1μs/div

4 結語

本文提出了一種ZVZCSPWM三電平變換器，分析了它的工作原理及設計應考慮的因素。并進行了電路實驗。開關管承受的電壓應力為輸入直流電壓的一半，因此，該變換器適用于輸入電壓

較高的場合。采用變壓器輔助線圈和簡單的輔助電路獲得ZVZCS，大大地降低了開關損耗使變換器可以工作在較高的開關頻率。這種變換器優點明顯，如可以在較寬的負載范圍內實現軟開關，占空比損失小，成本低等。