零電流零電壓開關交錯并聯雙管正激變換器的研

1 引言

雙管正激變換器具有開關管電壓應力低，不存在橋臂直通危險，可靠性高的優點。但是，它的一個突出缺點是工作占空比要小于0.5，導致整流輸出的電壓和電流脈動較大，使得濾波器的體積較大。為了克服這一缺點，可以采用交錯并聯結構，對于輸出端，有兩種并聯方式：一是在輸出濾波電容側并聯，二是在續流二極管側并聯。后者要優于前者，因為，在輸出電流脈動相同時，在續流二極管側并聯的濾波電感量是在輸出濾波電容側并聯的濾波電感量的1/2。本文研究的電路拓撲如圖1所示。采用交錯控制可以提高等效輸出占空比，提高變換器的等效頻率，減小輸出電流脈動，進而減小濾波器的體積^[1]。

圖1 交錯并聯雙管正激變換器原理圖

為了抑制開關管上在關斷時由于變壓器漏感所產生的電壓尖峰，所以，在圖1的電路拓撲中采用了LCD無損吸收網絡^[2]。

2 工作過程分析

兩個變換器的變壓器的兩個副邊交錯并聯后，在輸出濾波電容處再串聯。為了簡化分析，在圖2開關模態等效電路中只畫了每個變壓器的一個副邊。并假設所有開關和二極管均為理想器件，考慮變壓器輸出端的續流二極管和整流二極管的換流過程，MOSFET的漏源之間的結電容大小均為C_s；C₁=C₂，L₁=L₂；變壓器變比n=N₁/N₂，兩變壓器的漏感大小均為L_lk；濾波電感足夠大，這樣濾波電感和濾波電容及負載電阻可以看成一個電流為I_o的恒流源。

（a）模態1

（b）模態2

（c）模態3

（d）模態4

（e）模態5

（f）模態6

（g）模態7

圖2 各開關模態的等效電路

在前半個開關周期中，該電路拓撲有7個開關模態，對應等效電路如圖2所示。而后半個開關周期，與之相似。主要波形圖見圖3。

圖3 主要波形圖

2.1 開關模態1[t₀－t₁]

在t₀時刻前，S₁上的電壓為u_ds1，S₂上的電壓為u_ds2，且u_ds1>u_ds2，其大小后面將會解釋，變壓器T₂通過D₃，D₄磁復位。t₀時刻，S₁和S₂同時開通。由于變壓器有一定的漏感，使得變壓器T₁原邊電流由零逐漸增大到2I_o/n，且I_o從D₁₁中換流到D₉中。這時，C₁上的初始電壓為－U_c，且U_cU_in，同時L₁，C₁和D₅通過S₁諧振。此開關模態直到變壓器T₁原邊電流達到2I_o/n時結束，持續時間為

t₁－t₀= （1）

2.2 開關模態2[t₁－t₂]

變壓器T₂繼續磁復位。L₁，C₁和D₅通過S₁繼續諧振，直到電容C₁上的電壓由－U_c變為＋U_c，此開關模態結束。

2.3 開關模態3[t₂－t₃]

S₁，S₂繼續開通。變壓器T₂繼續磁復位，直到i_Lm2=0時，此開關模態結束。

2.4 開關模態4[t₃－t₄]

S₁，S₂繼續開通。L₂相對L_m2很小，在此可忽略。變壓器T₂原邊勵磁電感L_m2，漏感L_lk2，S₃與S₄的結電容C_s3，C_s4和C₂及D₇經U_in諧振。從電路結構上可以看出，C₂和S₃的結電容C_s3相當于并聯，且C₂比結電容C_s3大很多，所以S₃上的電壓下降速度要比S4的慢很多。

2.5 開關模態5[t₄－t₅]

t₄時刻，S₁，S₂在零電壓下關斷。D₆開通，折算到原邊的負載電流2I_o/n和勵磁電流i_m1給S₁，S₂的結電容C_s1，C_s2充電，同時，C₁被放電。變壓器T₂原邊勵磁電感L_m2，漏感L_lk2，S₃與S₄的結電容C_s3，C_s4和C₂及D7經U_in繼續諧振。此開關模態在u_c1=0，u_ds1=u_ds2=U_in/2時結束，持續時間為：

t₅－t₄= （2）

2.6 開關模態6[t₅－t₆]

S₁，S₂的結電容C_s1，C_s2繼續被充電，C₁繼續放電，使得變壓器T₁原邊承受反壓，D₉關斷，D₁₁續流，則變壓器T₁原邊中只有勵磁電流i_m1。變壓器T₂原邊勵磁電感L_m2，漏感L_lk2，S₃與S₄的結電容C_s3，C_s4和C₂及D₇經U_in繼續諧振，T₂同名端電壓為正時，D₉和D₁₁同時開通，T₂的勵磁電流i_Lm2流經D₉，把變壓器T₂副邊箝位在零，使得u_ds4U_c=u_ds3U_in，并保持不變，直到下次開通。

2.7 開關模態7[t₆－t₇]

在t₆時刻，u_ds1=u_ds2=U_in，u_c1=－U_in，u_c2=－U_c，D₁和D₂開通，變壓器T₁通過D₁，D₂進行磁復位，直到S₃，S₄同時開通時結束，即下半個周期開始時結束。

3 實驗結果

3.1 電路的主要參數

U_in=270V；U_out=360V；P_o=2kW；f_s=50kHz；變比n=1.08；L_lk=5μH；L_m=2.7mH。

3.2 實驗波形

實驗波形如圖4—圖6所示。圖4為原邊電流波形和開關S₁上的電壓波形，開通時，開關管中的電流從零開始逐漸增加，開關管以ZVS關斷后，原邊以恒流給開關管的漏源結電容充電。圖5和圖6分別為驅動電壓和開關S₁和S₂上的電壓波形，可以看出，在開關S₁和S₂關斷的后期，上管S₁上的電壓下降很少，而下管S₂上的電壓下降很多。

圖4 原邊電流和開關S₁電壓波形

圖5 驅動電壓和開關S₁電壓波形

圖6 驅動電壓和開關S₂電壓波形

3.3 效率

所研發的2kW的DC/DC變換器，在滿載時，效率為92.1％。

4 結語

1）借助變壓器的漏感，實現了ZCS開通，采用IRFP460作為開關管，實現了ZVS關斷。

2）LCD箝位網絡抑制了關斷時因變壓器漏感在開關管上產生的電壓尖峰。